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PIC 微控制器馬達驅動電路之電磁干擾量測

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Academic year: 2021

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33 - 40 頁 pp. 33 - 40

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依據電磁相容設計競賽的電路圖及其元件,我們 先進行 PCB 佈局的分析與規劃,初步的結論,此次 競賽的電路信號或元件,其速度並不高,預測其電磁 干擾之形式,可能集中在較低頻的傳導性干擾。當完 成佈局的 PCB 電路板,經板廠製作,我們將組裝焊 接完成後的電路板,經實地電磁量測,其結果與初步 預測分析的結果完全不同,它不僅包含傳導干擾,還 有顯著的輻射干擾。判斷此干擾,並不是來自電路 上,那些速度不高的電流迴路所造成,而是來自於 PIC 微控制器之 PWM 信號變換時,其 I/O 輸出電晶 體之 PMOS/NMOS 開關時所產生之

I

電流脈衝(3) 因為,我們由其量測之表列數據中發現,其部分實地 量測之輻射干擾強度與頻率成正比,驗證對比於模擬 短脈衝電流雜訊信號的頻譜成分之中,其部分諧波振 幅與頻率成反比。 ᙯᔣෟ:傳導干擾,輻射干擾,電流脈衝

ಥă݈֏

一般微控制器 PCB 電路板之電磁干擾,包括了 傳導性及輻射性干擾。而一般在實際量測時,得到的 經驗法則是,當有傳導性干擾不一定有輻射性干擾, 有輻射性干擾則一定會有傳導性干擾。因此,不論是 哪種干擾,皆必須去探究其干擾之來源及其干擾耦合 之機制。電路修改之目的,不外乎,就是要找出方法 去消除干擾之來源,或是去抑制或阻絕干擾耦合。微 控制器電路之電磁干擾,不僅跟電路佈局設計有關, 也跟微控制器電路之韌體設計有關。通常設計前之模 擬及估算,也只能部分掌握及預測電路所產生之電磁 干擾。而原型電路之測試及長時間的經驗累積,更是 無價。而這個報告的起因,是因為我的專題學生,他 們在民國 102 年,參加了經濟部標準檢驗局所舉辦的 電磁相容設計競賽,學生必須負責所有電路 PCB 的 佈局,並將其完成的設計圖寄回承辦單位2,承辦單 位就會將此設計的圖檔送交板廠,製作完成後的電路 板會被寄回來,學生就必須將所有元件,正確地進行 焊接及組裝,完成組裝後之成品,再次寄回承辦單位 去進行功能測試及實地電磁干擾量測,最後我們得到 3 米電波暗室的量測結果,並進入複賽得到優等。而 這個報告的目的,是希望藉由這個電路的電磁干擾量 測分析,可以讓亞東電子系的新鮮人,了解到電路的 電磁干擾概念,並開啟這方面的學習。

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研究之電路為無刷馬達驅動電路 3,4,如圖 1、2 所示,它包括一個脈波寬度調變(PWM)控制之微 控制器(PIC30F2010),PIC 微控制器上有 3 對 PWM 1 亞東技術學院電子系 * 通訊作者:黃榮浩 E-mail:ff021@mail.oti.edu.tw 2 逢甲大學積體電路電磁相容研究中心/通訊系 3 經濟部標準檢驗局 102 年度電磁相容(EMC)設計競賽電路。 4 AN957,Sensored BLDC Motor Control Using dsPIC30F2010, Microchip *

(2)

的控制 PIN 腳(PWM1L/H~PWM3L/H)。而 PWM 之 輸出信號為 5.33MHz 固定頻率的方波。由 PIC 微控 制器發出之 PWM 信號,傳送到高速驅動元件對介面 (IR2101S),並經此介面,PWM 信號直接交連到六 只金氧半場效(MOSFET)的電晶體(IRFR2407)閘 極接腳上,再由 IRFR2407 電晶體的源極輸出大電流 脈衝,用來驅動三相無刷直流馬達(BLDC)。 BLDC U1 U2 V1 V2 W1 W2 PWM1 PWM2 PWM3 H L H L H L Hall Sensor IR2101s IRFR2407 PIC30F2010 ဦ 1Ă൑ה੺྿ᜭજ࿪ྮϯຍဦ ဦ 2Ă၁ᅫԆј̝࿪ྮĄ 電路中所需電源,IRFR2407 電晶體之電源為 24 伏特,PIC 微控制器之電源為 5 伏特,而 IR-2101S 高速驅動元件對之電源為 15 伏特,至於 PIC 微控制 器 之 PWM 信 號 之 上 升 時 間 為 10ns (typical) , IRFR2407 電晶體的上升時間為 90ns,下降時間為 66ns,至於 IR2101S 高速驅動元件對介面之上升時間 為 100ns,下降時間為 50ns,由以上三個元件來比較, 由 PIC 微控制器之 PWM 信號之上升時間最快速,因 此用來預估電路之頻寬,大約是

1

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~ 32

MHz

, 預測其電磁干擾之形式,可能集中在較低頻的傳導性 干擾。

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電路板的設計是 8 公分Ű8 公分的四層電路板, 內層之結構是電源與接地平面,接地佈局之設計,為 單純的多點接地拓樸形式,其中之第二層銅箔平面設 定為電源平面,第三層銅箔平面設定成接地平面。其 間的電介質層,原先是計劃設計成較薄的厚度,使它 在電源平面與接地平面間形成一個 Bulk 電容,做為 整個電路之幾百 MHz 以上之高頻濾波電容。若考慮 設計厚度為 2mil,其整個電源及接地平面之電容量大 約是 1nF,而邊長 8 公分平面之電感大約是 0.223nH, 因此,其共振頻率大致是 340MHz。至於 8 公分邊長 之縱向共振腔頻率(TE01)大約是 900MHz,由以上 這些估計的共振的頻率,都遠大於電路預估之頻寬, 因此研判不會對整個馬達驅動電路造成太大干擾,同 時,預測電路之電磁干擾,大部分會集中在傳導性。 討論到此,主要之佈局設計,就轉而著重在減少接地 迴路面積以及降低共模電流的問題來設計。而初步的 佈局概念,是設計馬達驅動電路成最小的電流迴路拓 樸,同時,馬達驅動電流迴路與 PIC 微控制器電路部 分之電流迴路,絕不可以互相重疊,因此,IR2101s 高速驅動元件對介面要緊靠 IRFR2407 電晶體元件。 電源部分之設計、微控制器之時序電路、PWM 控制 信號及馬達驅動電流線路,通通放置在頂層來走線, 剩下之霍爾回授信號電路設計則放置在底層,電源及 接地平面則在內層,接地平面是一個沒有分裂之整個 低阻抗銅箔面,而電源平面則分裂成三個銅箔平面, 分別為 24 伏特、15 伏特及 5 伏特電源平面,每個電 源銅箔面之間隙為 50mil。

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電路元件之擺放(Placements),是依據其電路之 電源平面位置來設計。如圖 3 所示,電源部分電路及 PIC30F2010 IR2010s IRFR2407

(3)

馬達驅動電流線路之走線都放置在 24 伏特之平面的 上面而與接地平面形成最小的電流迴路。至於 PIC 微 控制器部分及 IR2101s 驅動元件介面之電路(包含電 源及信號)走線,也是分別利用 5 伏特及 15 伏特之 電源平面及接地平面來結構其電流迴路。 不過,實際電路之電源及接地佈局,並未根據原 先之設計,而是第二層銅箔面設定為接地平面,第三 層銅箔平面設定成電源平面。 ဦ 3Ă࿪ྮ̝࿪໚ᄃତгπࢬనࢍ ဦ 4Ă࿪ྮ̝ҶԊనࢍĄ 在圖 1 及 4 所示,馬達驅動電流線路應為差動形 式,其電流輸出之走線(U1/V1/ W1),由 24 伏特電 源平面,先打兩個 24mil 的貫孔到頂層,再走線連接 到 IRFR2407 電晶體的汲極,經由 IRFR2407 電晶體 的源極,走線連接到馬達驅動電源之連接器端子上 (JP1),隨此馬達驅動電流之纜線,電流流入馬達線 圈 後 , 再 回 到 連 接 器 端 子 上 , 其 電 流 返 回 走 線 (U2/V2/W2)再連線回到另一個 IRFR2407 電晶體的 汲極,再經由此 IRFR2407 電晶體的源極,拉線到另 兩個 24mil 之貫孔後,連接回到接地層而完成迴路。 根據以上之實體電路敘述,馬達驅動之輸出電流與其 返回電流所形成的迴路,很自然地形成一個環形天 線,同時若此迴路為平衡電路,則其電磁輻射強度, 可用公式(1)之磁偶極天線電磁輻射模型(1) (2),來估 計, --- (1) 其中,公式(1)之 f 為諧波頻率(Hz),A 為迴路面 積,r 為量測距離,Is 為此諧波頻率下之迴路差模電 流,而此迴路之差模電流,可以用電路之方法,有系 統地來計算。 事實上,我們設計的馬達驅動信號之差動電流迴 路並不是一個完美的平衡電路,電流迴路之輸出與返 回線路之間,會存在著傳輸延遲的差異(Skew),或是 高頻雜訊透過電磁上的電容耦合之高頻雜訊,加上低 頻的返回電流會耦合到參考接地上等機制,使得迴路 之輸出電流與返回電流並不相等,反而會存在著共模 電流而形成另一種電偶極天線效應,因此就會輻射出 共模電磁干擾,此共模電磁輻射強度,可用公式(2) 之電偶極電磁輻射模型(1) (2),來估計, --- (2) 這個共模電流,涉及電路佈局上之接地及電源結 構,雖然可以理解其為電容耦合作用,但卻是難以用 16 2 1 263 10 ( ) (volts/m) d s E f A I r      6 1 1.26 10 ( ) (volts/m) c s E f L I r      U1 U2 V1 V2 W1 W2 PWMIO 24V 15V 5V JP1

(4)

電路之方法,來計算其每個諧波分量之共模及差模電 流分量。依據過去之研究認為,不論是單端或差動信 號迴路,共模電流會比差模電流小很多,但共模電流 之電磁輻射強度卻往往大於差模電流之電磁輻射強 度,因此若能用模擬方式算出電路之共模電流,即可 帶入公式(2)來估計。 除了以上電磁輻射干擾,電路中,還會存在另一 種傳導性的干擾,有一些雜訊會透過電源連線、接地 結構及網路連線來傳播。由學理上分析,傳導干擾的 雜訊(4)也可分成差模形式及共模形式,其中的差模形 式,經過連線與連線或連線與接地之間的電感耦合效 應,使得其頻譜可以只分布在幾個 MHz 之低頻範 圍,但有些較高頻率之雜訊,也可以是共模形式之電 流,但其都是經由特定之參考接地結構之電容耦合出 來。 由以上之說明,針對我們設計之電路,其信號速 度並不高,因此其產生之電磁干擾,理應集中在低頻 的傳導性的干擾區域,然而,實際之量測觀察並不是 如此,它不僅包含傳導干擾,還有顯著的輻射干擾。

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所 有 的 量 測 實 驗 , 是 由 經 濟 部 標 準 檢 驗 局 (BSMI)的實驗室負責,我們就只能依據我們設計 作品之輻射及傳導干擾的量測結果,如圖 5 到圖 8 所 示,藉由電路修改前(a)與電路修改後(b)的觀察與比 較來進行討論。修改前的電路與修改後的電路的差 別,除了在 PIC 微控制器電源附近加上 3 個 0.1F 的 0805 封裝去耦電容外,還在 24 伏特電源面與 15 伏 特電源面之隔離線開口(Anti-Etch)的上面,意外的 加上一個去耦電容,連接到 24 伏特與 15 伏特之電源 平面,這個去耦電容,開啟了一個雜訊電路迴路,連 帶提升了傳導干擾背景雜訊,同時並影響了輻射干 擾。 ဦ 5Ăᄃ̳ۍͧྵ̝ Pin21/22(PWM3H/L)گԛĂνᙝࠎ̳ ۍگԛĂ˯ࢬࠎ H ̝گԛĄ 圖 5 是 PIC 微控制器之第 21/22 接腳(PWM3- H/L)與公版比較之輸出波形,由圖上觀察到 PWM 信號的漣波雜訊,大約是 26.66MHz,是 PWM 脈波 之諧波,這雜訊並非是信號在傳輸線上的反射現象所 造成,而是由接地或電源所帶進來的。另外觀察到, 我們設計的電路,不論是修改前的電路或修改後的電 路,此漣波雜訊強度都比公版的量測結果小。至於修 改後的電路漣波雜訊強度,因為修改後的電路,意外 造成新的接地迴路,使得雜訊強度要比修改前的電路 雜訊強度還要大,因此,就直觀上而言,電路修改後 的整體干擾肯定會大於電路修改前的干擾。 ဦ 6ĂL1 ࿪໚็ጱّ̒ᕘĂ؈ѨᏘگࠎ͹ࢋ̒ᕘĂ(a)ࠎ࿪ ྮ࣒Լ݈̝̒ᕘĂ(b)ࠎ࿪ྮ࣒Լޢ̝̒ᕘĄ

(5)

圖 6 為 110 伏特電源之 L1 電源線,其傳導干擾 的量測頻譜,其量測方法是依據台灣 CNS13438 class B 法規。此 L1 電源輸入之傳導干擾,都是由 PWM 脈波寬度調變信號的奇次高階諧波所產生,而這種頻 譜,需要由正負交替之脈衝信號產生。而如圖 6(a) 所示,頻率為 5.33MHz 之干擾強度如~50dBuV,而 頻率 26.657MHz 之干擾強度比頻率為 5.33MHz 之干 擾強度大 4.2 倍~62.467dBuV。至於電路修改後之所 產生之傳導干擾強度,如圖 6(b)所示,比起電路修改 的強度,大了將近 6dBuV/m,主要因為電路修改後 之的低頻寬頻背景雜訊,被顯著的提升上來。 至於輻射性干擾,其量測方法是依據國際電工委 員會 CISPR 22B 法規,是在經濟部標準檢驗局的 3 米暗室中量測,此輻射性干擾之量測結果,如圖 7 及 圖 8 所示,它並未如前述分析所預測的結果相同,反 而,它不僅頻寬更寬~500MHz,而輻射干擾之強度也 超過法規要求之 30dBuV/m。因此,推測主要之輻射 干擾來源,可能不是電路上,那些速度不高的電流迴 路所造成。例如在馬達驅動電流迴路上,IRFR2407 電晶體的上升下降時間很慢,單就電流迴路上之傳輸 延遲的差異(Skew)來看,其所產生的共模電流脈 衝的寬度大約等於 IRFR- 2407 電晶體的上升下降時 間,所以絕對不可能是輻射干擾的來源。而實際造成 輻射干擾的來源,應該是一種上升時間極短的電流脈 衝波列,而其頻寬範圍可達幾百 MHz,因而造成寬 頻之輻射干擾。若進一步合理推測干擾來源,應該是 來自於 PIC 微控制器元件 I/O 輸出電晶體的 PMOS /NMOS 開關動作時,若其負載為電容所產生之

I

電 流脈衝(3),或是來自輸出電晶體不同步所產生的直通 電流(Shoot-through current)脈衝等。另外,雖然 IR2101S 高速驅動元件對也有 IO 輸出電晶體所產生 的電流脈衝,不過,其 IO 之開關速度,比起 PIC 微 控制器之開關速度則要緩慢得多。 ဦ 7Ăͪπໂ̼Ꮼड̒ᕘĂ(a)࿪ྮ࣒Լ݈̝̒ᕘ(b) ࿪ྮ࣒Լޢ̝̒ᕘĂҤࢍܫཱི̝˯̿ॡม

rࠎ 2.5nsĄ ဦ 8Ăݬۡໂ̼Ꮼड̒ᕘĂ(a)ࠎ࿪ྮ࣒Լ݈̝̒ᕘĂ(b)ࠎ ࿪ྮ࣒Լޢ̝̒ᕘĄ ဦ 9Ăୗԛਔ኏̝ᐛᙉ̶οĄ

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(6)

首先,分析電流梯形脈衝信號之頻譜(4),如圖 9 所示,當脈衝之上升時間為

r,脈衝之寬度為

d, 則 脈 衝 之 頻 寬 為

1



r , 在 脈 衝 信 號 之 頻 寬 為

1



d

1



r 之範圍內,其高階諧波分量之旁瓣包 跡最大電流振幅,如圖 9 上面,向上箭頭指的位置, 會與頻率成反比。因此,當電路板上的雜訊會透過最 小阻抗原理,來完成其迴路路徑,其中之低頻雜訊, 大都會透過接地平面,利用接地平面之共同阻抗來耦 合,成為傳導性干擾之來源。就高頻部分,則會透過 磁偶或電偶天線之耦合,輻射出電磁干擾雜訊。而磁 偶或電偶天線輻射之強度,就是根據公式(1)及公式(2) 來計算。目前,就先考慮磁偶天線之輻射情形,由公 式(1),其天線的輻射強度,跟頻率平方成正比,但若 當電流迴路之電流頻譜成分跟頻率成反比時。則其量 測之電磁輻射之強度,就會是與頻率成正比。 因此,由公式(1)之電流部分,為微控制器 I/O 之 電流雜訊脈衝之各高階諧波的振幅。而依據圖 7(a) 為其幅射頻譜的量測數據,取得此頻譜之各個旁瓣包 跡的最大值數據(圖 7/8 頻譜上,打有 x 之位置), 如表一所示。 諧波 n 量測 頻率 fn (M-Hz) 量測電場 Edn(uV/m) 量測電場 (dBuv/m) 天線 高度 (cm) 7 37.33 1.69e-4 44.559 400 19 101.34 4.633e-4 53.318 400 29 154.67 6.573e-4 56.355 400 59 314.66 2.065e-4 46.302 300 75 399.98 3.023e-4 49.609 200 87 463.97 3.523e-4 50.938 200 ܑ˘ ͪπໂ̼(ဦ 7a)̝ณീᇴፂ 接下來,我們可由圖 7 上之旁瓣位置,看出其最 低點位置大致為 400MHz,因此估計算出電流脈衝之 上升時間大約在 2.5ns,而脈衝寬度大約是 15ns,當 脈衝之上升時間大約在 2.5ns,估算出脈衝之頻寬為 130MHz。因此,我們現在可在表一取出第 7 及第 19 個諧波的量測電場來相除,如同用公式(1)相除如下 算出之數值為 0.365,大致與第 7 個及第 19 個諧 波的頻率比數值(0.368)相同,因此推論,第 7 及 第 19 個諧波的磁偶天線輻射之磁矩或電流,與頻率 比成反比,使得其輻射強度與頻率成正比,同時第 19 及第 2 9 個諧波的Ed19 Ed290.7,此數值也很接近 但卻略超過19 29 ~ 0.66,因為第 29 之諧波頻率已經大 於脈衝之頻寬,因此推論,這些諧波,都是相同電流 迴路之磁偶天線輻射。至於第 59、75 及 87 個諧波, 其輻射強度大致也是與頻率成正比,也具有部分符合 如前所述之 規律,但推論是屬於其他更短脈衝之電流迴路的 輻射或是電偶天線輻射之形式,此處就不再進一步分 析。其他垂直極化之量測數據表列(沒有列出),其表 列相鄰諧波的比值,也有近似之結論,最後,我們判 斷,這些電路板之電磁干擾,就可能是由很短的脈衝 電流造成。 為了進一步之實驗研究其電流迴路之輻射,我們 採用 Pspice 模擬方法,先由電路模擬一個 IO 輸出電 晶體 PMOS/NMOS 開關動作時,所產生之正負交替 之 電 流 脈 衝 , 如 圖 10 所 示 , 此 脈 衝 之 寬 度 為 d

=15ns,而脈衝之上升時間為

r=2.5ns,週期為 93.8ns,以此脈衝波形,做快速傅氏轉換(FFT)譜。 若將圖 10 之脈衝,其 FFT 之頻譜各分量,代入 公式(1),即得到磁偶極天線電磁輻射頻譜,如圖 11。 根據上面,我們再取此模擬數據,第 9 及第 21 個諧 波(旁瓣包跡最大電流振幅)的電場來相除,如同用公 式(1)相除,其結果如下 2 7 7 7 7 2 19 19 19 19 2 7 7 7 19 19 19 1.69 0.365 4.633 7 7 ( ) ~ 0.368 19 19 d s d s s s E f A I E f A I A I f A I f             9 9 21 21 19 9 0.42 ~ 0.43 45 21 d d E f E   f  

(7)

ဦ 10Ăሀᑢ̝࿪߹ਔ኏گԛĂ҃ਔ኏̝˯̿ॡมࠎ r

=2.5nsĂਔ኏̝ᆵޘࠎ

d=15nsĂฉഇࠎ 93.8nsĄ ဦ 11Ăሀᑢਔ኏࿪߹̝ᏬडᐛᙉĄ 因此,我們得到與實驗一致的吻合,但模擬數據 仍然與實驗數據有些誤差,因為模擬之模型並未與實 際電路一致。以上,就是我們僅針對電路之差模電流 之磁偶極天線電磁輻射作分析而得到的結論。

ౙăඕኢ̈́Ϗֽ̍ү

一 般 微 控 制 器 之 輸 出 I/O 電 晶 體 之 PMOS/ NMOS 開關所形成的

I

電流脈衝,是微控制器電路 上,普遍的電磁干擾來源,這次比賽之經驗,除了訓 練學生完成設計電路之 PCB 佈局以及其組裝焊接的 工作外,也得到 PIC 微控制器的特殊的電路設計經 驗。 為了更進一步探討這個 PIC 微控制器電路所產 生之電磁干擾,可以重新檢討電路佈局,新設計可以 修改疊層,將接地與電源互換,取消 24/15 伏特之電 源平面,修改馬達驅動電流之電路為單點星形接地之 拓樸形式。PIC 微控制器 PWM 的輸出 I/O 或是 IR2101S 高速驅動元件對介面的輸出 I/O,加上濾波 電容。除此,還可在電源之輸入位置加上低通電路。 而進一步的電磁模擬,可以用 FDTD 程式,利用電流 脈衝模型,來計算各個信號之返回電流分佈,並推估 其電磁干擾等,做為未來設計的參考。進一步之實驗 研究,可以實施近場之掃描實驗來驗證。至於 PIC 微 處理機之 I/O 或是 IR2101S 高速驅動元件對的電晶體 的 PMOS/ NMOS 開關動作時的直通電流問題,或許 可以嘗試用韌體來解決,或在 I/O 輸出處,並聯一顆 小電容或串接電阻作為簡單之電路修改,至於傳導性 電磁干擾,可在電源輸入處,加上低通濾波電路,即 可得到改善。

߭ăຏᔁ

感謝經濟部標準檢驗局的細心量測及競賽評 審,並感謝金昌中先生之經驗分享及陳志安老師之討 論。

ણ҂͛ᚥ

(1) Mark Montrose, “EMC and the Printed Circuit Board, Design, Theory and Layout Made Simple”, 2/e, IEEE Press, 2000. (2) Henry W. Ott, “Noise Reduction Techniques in Electronic

Systems”, 2/e, John Wily and Sons, 1988.

(3) Elya B. Joffe and K. S. Lock, “Grounds for Grounding, A Circuit-to-system Handbook”, IEEE press, 2010.

(4) Clayton R. Paul, “Introduction to Electromagnetic Compatibility”, 2/e, A J. Wiley and Sons, 2006.

(8)

Electromagnetic Interference Measurements BLDC Motor Driver Circuit

Yi-Shawn Wang

1

Yen-Tung Tsai

1

Li-Kun Cheng

1

Jung-Hao Huang

1,*

Abstract

The PCB layout of this BLDC driver circuit was designed for electromagnetic interference competition. According to the pre-analysis for speed of the signals and components in the circuit, the electromagnetic interference will concentrate on the lower frequency region for conducted emission. However, the measured data of our PCB design contain a wider spectrum for both the conducted and radiated emission. The sources of the emission are not coming from the slow circuit loops because of those slow current loops cannot emit a higher frequency and wider bandwidth radiations in reality. On the other hand, higher frequency and wider bandwidth radiations must be emitted by an extra short pulse train signals in the circuit. Thus, the most reasonable and possible source comes from the

I

current pulse train of the IO port of the microcontroller. Finally, further analysis by simulation of magnetic dipole radiation confirms the measured data that the emission amplitude is proportional to the radiation frequency in between the spectrum width range.

Keyword:Conducted emission, Radiated emission, Shoot through current

1 Department of Electronic Engineering, Oriental Institute of Technology * Correspondence author: Jung-Hao Huang

數據

圖 6 為 110 伏特電源之 L1 電源線,其傳導干擾 的量測頻譜,其量測方法是依據台灣 CNS13438 class  B 法規。此 L1 電源輸入之傳導干擾,都是由 PWM 脈波寬度調變信號的奇次高階諧波所產生,而這種頻 譜,需要由正負交替之脈衝信號產生。而如圖 6(a) 所示,頻率為 5.33MHz 之干擾強度如~50dBuV,而 頻率 26.657MHz 之干擾強度比頻率為 5.33MHz 之干 擾強度大 4.2 倍~62.467dBuV。至於電路修改後之所 產生之傳導干擾強度,如圖 6(b)所示

參考文獻

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