直流無刷馬達無感測驅動之分析

國 立 交 通 大 學

電機與控制工程學系

碩

士

論

文

直流無刷馬達無感測驅動之分析

Analysis of Various Drives of BDCM Sensorless Control

研 究 生：卓淑婷

指導教授：林錫寬 博士

直流無刷馬達無感測驅動之分析

Analysis of Various Drives of BDCM Sensorless Control

研究生：卓淑婷

Student：Shu-Ting Cho

指導教授：林錫寬博士

Advisor：Dr. Shir-Kuan Lin

國 立 交 通 大 學

電機與控制工程學系

碩 士 論 文

A Thesis

Submitted to Department of

Electrical and Control Engineering

College of Electrical Engineering

National Chiao Tung University

in partial Fulfillment of the Requirements

for the Degree of Master

in

Electrical and Control Engineering June 2009

Hsinchu, Taiwan, Republic of China

直流無刷馬達無感測驅動之分析

研究生：卓淑婷

指導教授：林錫寬博士

國立交通大學電機與控制工程系

摘要

隨著科技的進步與發展，馬達在日常生活中開始扮演著重要的角色。憑藉著 它的高效率與小尺寸的優勢，現今三相無刷直流馬達已被廣泛地應用於家電設備 及多種裝置之中。但大部分的傳統三相無刷直流馬達必須使用霍爾位置感測器來 偵測轉子與定子之間的相對位置，其缺點除了增加成本，減少馬達的壽命之外， 霍爾感測器易受干擾且不耐高溫，而且在馬達上擺放感測器時，必須擺放在精確 的位置才能得到準確的轉子位置。因此，可以改善以上缺點的無感測驅動技術便 越來越受到重視。 本論文為探討在不同導通角度之下的無感測驅動方式與特性的分析，其中無 感測驅動的技術為使用數位式相位移器與遮罩來偵測由感應電動勢訊號所得到的 零交越點，並且藉由判斷這些零交越點來得到準確的馬達換相位置。在驅動實現 方面，藉由馬達的電壓回授訊號來獲得零交越點訊號，進而達到驅動與控制的目 的，並且利用場效型可規劃邏輯陣列元件 (FPGA) 與硬體描述語言(VHDL) 進行無 感測驅動控制系統的模組化設計。本文採用 FPGA 內部晶片運算設計與搭配外部 的驅動電路完成三相無刷直流馬達的無感測控制系統，最後將不同角度的驅動實 驗結果做速度、電流與震動等特性的分析與比較，並且在其中得到一最佳的無感 測驅動方式。

Analysis of Various Drives of BDCM Sensorless Control

Student：Shu-Ting Cho

Advisor：Dr. Shir-Kuan Lin

Department of Electrical and Control Engineering

National Chiao Tung University

ABSTRACT

With the progress and development of technology, motors have become more and more important in our life. Because three-phase brushless direct current motors (BD- CMs) possess high efficiency, high reliability and small sizes, they have been applied extensively in various home electrical appliances and devices now. But most of traditio- nal three-phase BDCMs have to use Hall sensors to detect the corresponding position of the rotor and the stator. Besides increasing cost and reducing life of motors, using H- all sensors has many defects, because Hall sensors are interfered easily and cannot en- dure high temperature. Moreover, Hall sensors must be located precisely so that we can exactly acquire the present state of the rotor, when we place sensors in the motor. There- fore, people pay much more attention to using the sensorless drive schemes which can improve various drawbacks mentioned above.

This thesis discusses methods of the sensorless drives with various conduction degrees and characteristic analyses. We implement sensorless drive scheme by using the digital phase shifter and the mask to detect zero-crossing points obtained by the signal of the induced electromotive force, besides we can acquire accurate commutation positions with these zero-crossing points. The experiment achieves drive and control purposes because using voltage feedback to get zero-crossing signal, and using field programmable gate array (FPGA) and very high speed integated circuit hardware de- scription language (VHDL) to design modular function of the sensorless drive control system. This thesis uses the interior operations of the FPGA chip and the drive circuit to accomplish sensorless drive control system of three-phase BDCMs. We last analyze and compare rotational speeds, currents and vibrations of results of different degree drives, and accurate a optimum sensorless drive scheme.

誌 謝

感謝指導教授林錫寬博士，在兩年的研究所生涯中，給予我很多的指導與學 習機會，並且在我人生最低潮時，提供寶貴的意見外，也適時地關心與擔心我的 狀況，使得我可以從跌倒處爬起來順利完成本論文。 其次，感謝口試委員蔡明祺教授、陳鴻祺教授與王世杰博士在百忙之中為我 進行論文口試，並對論文須改進的地方提出建議與指正。感謝王超民、羅振國、 吳昱錚、呂宜釗學長與魏愷學姊，教導我許多研究中的專業知識與經驗，使我獲 益良多。並感謝實驗室同學以軒與建智以及學弟元亨、威志、家政、千綬與宗德 在實驗室中的陪伴。感謝好友慧珊、恬君、詩翔、勇程、榮富與育德在研究所的 日子裡給予支持與鼓勵。 最後感謝我的家人在這段期間內的鼓勵、付出與關懷，並照顧出車禍的我， 讓我可以繼續堅持下去，並專心完成論文。我想將這份喜悅分享給不辭辛苦、不 求回報的爸媽，與關心我的指導教授，還有幫助過我的師長及朋友，非常的感謝 你們。

目 錄

中文摘要··· i 英文摘要··· ii 誌謝··· iii 目錄··· iv 圖目錄··· vii 表目錄··· xi 第一章 緒論 ··· 1 1.1 研究動機與目的··· 1 1.2 研究方法簡介 ··· 2 1.3 論文架構 ··· 2 第二章 三相無刷直流馬達 ··· 4 2.1 三相無刷直流馬達基本結構 ··· 4 2.2 三相無刷直流馬達數學模型 ··· 5 2.3 三相無刷直流馬達之動作與驅動原理 ··· 7 2.3.1 動作原理與公式推導··· 7 2.3.2 馬達驅動原理 ··· 9 2.4 無感測驅動方法··· 13 第三章 不同角度的無感測驅動控制實現方法 ··· 16 3.1 150 度十二步方波無感測驅動 ··· 16 3.2 180 度九步方波無感測驅動 ··· 18 3.3 180 度六步方波無感測驅動 ··· 21

3.4 210 度六步方波無感測驅動 ··· 23 3.5 飛輪二極體效應與假零交越點 ··· 25 3.6 脈波寬度調變與速度量測 ··· 27 3.6.1 脈波寬度調變 ··· 27 3.6.2 速度量測 ··· 29 3.7 轉矩與轉矩漣波模擬··· 30 第四章 系統架構 ··· 32 4.1 系統架構 ··· 32 4.2 外部驅動電路 ··· 33 4.3 Altera DE1 開發板簡介 ··· 34 4.4 晶片內部系統架構··· 37 第五章 晶片功能模組設計與模擬驗證··· 38 5.1 系統功能模組規劃··· 38 5.1.1 開關控制模組 ··· 39 5.1.2 除頻器模組 ··· 40 5.1.3 定位與開迴路模組 ··· 42 5.1.4 閉迴路模組 ··· 43 5.1.5 錯誤偵測模組 ··· 46 5.1.6 模式切換模組 ··· 48 5.1.7 六橋輸出與脈波寬度調變模組··· 50 5.1.8 轉速計算模組 ··· 52 5.2 模組模擬與驗證··· 54 5.2.1 開關控制模組模擬 ··· 54 5.2.2 定位與開迴路模組模擬··· 54 5.2.3 閉迴路模組模擬 ··· 55

5.2.4 錯誤偵測模組模擬 ··· 58 5.2.5 模式切換模組 ··· 58 5.2.6 六橋輸出與脈波寬度調變模組··· 60 5.2.7 轉速計算模組 ··· 61 第六章 實驗結果與分析 ··· 63 6.1 不同角度驅動之電壓波形 ··· 63 6.2 電流比較 ··· 66 6.3 速度響應 ··· 68 6.4 震動比較 ··· 70 第七章 結論與未來發展 ··· 73 參考文獻··· 75

圖 目 錄

2.1 三相無刷直流馬達外觀第五章 晶片功能模組設計與模擬驗證··· 4 2.2 無刷直流馬達出線方式: (a) 四線式，為無感測驅動所使用; (b) 一般為三線 式及八條霍爾元件訊號引線··· 5 2.3 三相馬達等效電路圖 ··· 6 2.4 θr與θs示意圖 ··· 9 2.5 120 度六步方波驅動相電壓與相電流圖 ··· 10 2.6 120 度六步方波驅動的轉矩圖··· 11 2.7 180 度六步方波驅動相電壓與相電流圖 ··· 12 2.8 180 度六步方波驅動的轉矩圖··· 12 2.9 無感測驅動程序 ··· 13 3.1 150 度十二步方波驅動之三相電壓與三相電流圖 ··· 17 3.2 150 度十二步方波驅動的相關訊號波形 ··· 18 3.3 180 度九步方波驅動之三相電壓與三相電流圖 ··· 19 3.4 180 度九步方波驅動的相關訊號波形 ··· 20 3.5 180 度六步方波驅動之三相電壓與三相電流圖 ··· 21 3.6 180 度六步方波驅動的相關訊號波形 ··· 22 3.7 210 度六步方波驅動之三相電壓與三相電流圖 ··· 23 3.8 210 度六步方波驅動的相關訊號波形 ··· 24 3.9 電流導通方向切換情形 ··· 26 3.10 具飛輪二極體效應之三相電壓與零交越點訊號 ··· 26 3.11 PWM 操作原理圖··· 27 3.12 PWM 訊號所造成的零交越點偵測干擾 ··· 28

3.13 線性模式切換示意圖 ··· 28 3.14 不同角度驅動之轉矩圖 ··· 31 4.1 系統架構圖 ··· 32 4.2 無感測驅動控制實驗平台··· 33 4.3 外部驅動電路圖 ··· 34 4.4 Altera DE1 開發板外觀 ··· 35 4.5 Altera DE1 開發板方塊圖 ··· 36 4.6 內部系統架構圖 ··· 37 5.1 晶片內部整體架構圖 ··· 38 5.2 開關控制模組 ··· 39 5.3 開關控制流程圖 ··· 40 5.4 除頻器模組 ··· 40 5.5 除頻器流程圖 ··· 41 5.6 定位與開迴路模組 ··· 42 5.7 定位與開迴路流程圖 ··· 43 5.8 閉迴路模組 ··· 44 5.9 其中一步方波流程圖 ··· 45 5.10 錯誤偵測模組 ··· 45 5.11 錯誤偵測模組 ··· 46 5.12 錯誤偵測流程圖 ··· 47 5.13 模式切換模組 ··· 48 5.14 模式切換流程圖 ··· 49 5.15 六橋輸出與脈波寬度調變模組··· 50 5.16 脈波寬度調變流程圖 ··· 52

5.18 轉速計算流程圖 ··· 53 5.19 開關控制模組模擬圖 ··· 54 5.20 定位與開迴路模組模擬圖··· 55 5.21 定位與開迴路模組模擬放大圖··· 55 5.22 閉迴路模組 - 150 度十二步方波驅動模擬圖 1··· 56 5.23 閉迴路模組 - 150 度十二步方波驅動模擬圖 2··· 56 5.24 閉迴路模組 - 180 度九步方波驅動模擬圖··· 57 5.25 閉迴路模組 - 180 度六步方波驅動模擬圖··· 57 5.26 閉迴路模組 - 210 度六步方波驅動模擬圖··· 58 5.27 錯誤偵測模組模擬圖 ··· 58 5.28 模式切換模組模擬圖 ··· 59 5.29 模式切換模組模擬放大圖··· 59 5.30 當 dead=0 與 closed_en=0 時，六橋輸出與脈波寬度調變模組模擬圖 ··· 60 5.31 當 PWM 的 duty cycle 約為 25%的模擬圖··· 60 5.32 當 PWM 的 duty cycle 約為 50%的模擬圖··· 61 5.33 當 PWM 的 duty cycle 約為 75%的模擬圖··· 61 5.34 轉速計算模組模擬圖 ··· 62 6.1 150 度十二步方波驅動三相電壓與零交越點訊號圖 ··· 63 6.2 PWM 操作下的 150 度十二步方波驅動三相電壓與零交越點訊號圖 ··· 64 6.3 180 度九步方波驅動三相電壓與零交越點訊號圖 ··· 65 6.4 180 度六步方波驅動三相電壓與零交越點訊號圖 ··· 65 6.5 210 度六步方波驅動三相電壓與零交越點訊號圖 ··· 66 6.6 不同角度驅動之相電流圖··· 67 6.7 不同角度驅動之速度響應圖··· 69 6.8 震動量測實驗平台 ··· 70

6.9 不同角度驅動之軸向震動··· 71

表 目 錄

4.1 Altera Cyclone II 2C20 晶片規格 ··· 36 5.1 開關控制模組腳位說明 ··· 39 5.2 除頻器模組腳位說明 ··· 41 5.3 定位與開迴路模組腳位說明··· 42 5.4 閉迴路模組腳位說明 ··· 44 5.5 錯誤偵測模組腳位說明 ··· 46 5.6 模式切換模組腳位說明 ··· 48 5.7 六橋輸出與脈波寬度調變模組腳位說明 ··· 50 5.8 六橋輸出旗標與六橋開關訊號對應表 ··· 51 5.9 轉速計算模組腳位說明 ··· 53 6.1 不同角度驅動的平均電流值··· 68 6.2 不同角度驅動的平均轉矩與轉矩漣波 ··· 69

第一章 緒論

1.1 研究動機與目的

隨著工業的自動化與科技的快速發展，馬達成為生活中不可或缺的原件。而 直流無刷馬達 (Brushless DC Motor, BDCM) 的設計是為了能夠解決直流有刷馬 達的碳刷 (Brush) 與換向器 (Commutator) 維護與接觸所產生的摩擦力、電氣雜 訊等問題，改以電子式的換相方式來取代碳刷與換向器的使用。直流無刷馬達具 有高效率、小尺寸、低電氣雜訊、高可靠度、高使用壽命與易高速化等優點，所 以在現今被廣泛地使用在工業、家電、 3C 產品等各式種類的裝置產品之中， 漸漸取代有刷直流馬達的使用。 直流無刷馬達驅動多採用如霍爾元件、光編碼器等位置感測器來偵測轉子的 位置。使用感測器的缺點為：編碼器的體積大且昂貴，而霍爾元件容易受干擾且 不耐高溫。除了感測器本身的缺點外，感測器的訊號會直接影響到驅動器對換相 控制的準確度，進而影響對閉迴路位置與速度控制的性能。若是要求提高感測器 的準確度，只會讓生產成本更加的昂貴。而如何將感測器精準的擺放在馬達上也 是影響馬達性能的因素之一，若是擺放不準確可能會得到錯誤的偵測訊號，進而 造成馬達得到非預期的運作。近年來產品趨勢趨向於可攜帶型產品，所以馬達小 型化、高效能化與高精密化已成為不避免的趨勢，然而位置感測器的存在卻成為 阻礙馬達小型化的重要因素。有鑒於以上種種缺點，為了能夠使馬達達到更好的 精確度、性能與小型化的設計，無感測驅動技術成為直流無刷馬達驅動的重要議 題。 本文使用小型三相無刷直流馬達，藉由馬達回授的電壓訊號來估測適當的馬 達換相點，達到無感測控制的目的，並實現不同角度的無感測驅動如 150 度六 步方波、 180 度九步方波、 180 度六步方波、 210 度六步方波等無感測驅動，並 分析其電流、速度、震動等特性，探討出最佳的無感測驅動方式。

第一章 緒論

1.2 研究方法簡介

本文探討不同角度驅動的特性與分析，參考 Toshiba 專利 [1] 240 度驅動的想 法，並且依據 120 度無感測驅動技術 [12] ，實現 180 度與 210 度的無感測驅動， 進而與 150 度驅動 [13] 做比較分析。無感測驅動技術是利用馬達未激發相的感應 電動勢來獲得零交越點訊號，藉由這些零交越點來偵測換相的時機，並且設計數 位式相位移器與遮罩達到準確的換相目的。本文採用 FPGA 系統做為核心，以硬 體描述語言 VHDL 來設計，將系統各個功能做模組化的實現，且以 FPGA 晶片設 計軟體 (Quartus) 來做除錯與驗證，最後與外部驅動電路做整合，設計出一套以 FPGA 晶片為基礎的三相無刷直流馬達無感測驅動系統。

1.3 論文架構

本論文架構可分為七個章節： 第一章：緒論 對研究動機與目的進行說明，且簡略介紹本文研究的方法。 第二章：三相無刷直流馬達 說明三相無刷直流馬達的基本構造、數學模式與驅動原理。並且介紹無感測 控制的技術。 第三章：不同角度的無感測驅動控制實現方法 介紹本文的無感測驅動技術，並說明 150 度十二步方波、 180 度九步方波、 180 度六步方波、 210 度六步方波驅動的無感測驅動實現方法與步驟。 第四章：系統架構 介紹系統整體架構，如外部驅動電路、 FPGA 開發板與晶片內部的架構。

第一章 緒論 第五章：晶片功能模組設計與模擬驗證 對系統模組化功能做詳細的說明，也針對每一個模組的輸出輸入做介紹，最 後將其軟體模擬結果顯示出來並做驗證。 第六章：實驗結果與分析 將不同角度的無感測驅動方式實現，並且將其結果做分析與比較。 第七章：結論與未來發展 針對實驗結果做出總結，並且提出未來可發展的方向。

第二章 三相無刷直流馬達

2.1 三相無刷直流馬達基本結構

三相無刷直流馬達可分為多種不同轉子極數與定子槽數的組合，電腦光碟機 所使用的馬達大多為 9 槽 12 極架構，如圖 2.1 所示。因外部轉子為 12 極，所以 每一極所佔的角度為 30 度機械角，由永久磁鐵所構成。而內部定子主要由鐵心繞 上線圈所構成，槽與槽之中心點相距 40 度機械角，因不需要電刷傳導電流的關 係，所以電樞位於定子上。通常馬達定子旁會有霍爾感測器 (HU，HV，HW) ，來 感測定子與轉子的相對位置，並將訊號回授給驅動器，使得驅動器能夠適時地切 換電流方向，產生一正向或負向轉矩讓馬達順利轉動起來。 圖 2.1: 三相無刷直流馬達外觀 本論文使用三相的 9 槽 12 極直流無刷馬達，為了達成無感測的驅動技術，所 以並不採用霍爾感測器的回授訊號。無感測型的馬達引線數大多為四條，如圖 2.2 所示，與有感測型馬達不同之處為需要拉出中心點 n 相， 但不需要多餘的霍爾回 授訊號引線，使得引線減少而降低生產成本。 我們需利用被牽引出的中心點 n 相 來偵測定子線圈上的感應電動勢， 進而判斷正確的換相點， 使得馬達可以利用無

第二章 三相無刷直流馬達 感測的方式順利運轉。 圖 2.2: 三相無刷直流馬達出線方式: (a) 四線式，為無感測驅動所使用 ; (b) 一般為 三線式及八條霍爾元件訊號引線

2.2 三相無刷直流馬達數學模型

三相無刷直流馬達的定子繞組是由 3 組繞組所構成，此一繞組稱為 3 相繞組。 3 相繞組通常為 Y 結線，其等效電路圖如圖 2.3 所示。透過等效電路圖可以得知每 一相皆由馬達的等效電阻、 等效電感與馬達旋轉時所產生的感應電動勢組成。 其 中等效電感值 L 包含馬達的相電感值 及相與相之間的互感值 M ，而我們假設 每一相的等效電阻與等效電感皆相同， 且各相電流從相端點流入中心相 n 為正電 流。 p L

第二章 三相無刷直流馬達 圖 2.3: 三相馬達等效電路圖 三相無刷直流馬達的數學模型之狀態方程式描述如下: 1. 電氣方程式 ⎥ ⎥ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎢ ⎢ ⎣ ⎡ + ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎢ ⎢ ⎢ ⎣ ⎡ ⎥ ⎥ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎢ ⎢ ⎣ ⎡ − − − − − − + ⎥ ⎥ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎢ ⎢ ⎣ ⎡ ⎥ ⎥ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎢ ⎢ ⎣ ⎡ = ⎥ ⎥ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎢ ⎢ ⎣ ⎡ • • • w v u w v u p p p w v u wn vn un e e e i i i L M M M L M M M L i i i R R R V V V 0 0 0 0 0 0 (2.1) 其中感應電動勢為： ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎢ ⎢ ⎢ ⎢ ⎢ ⎢ ⎣ ⎡ + − = ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎢ ⎢ ⎢ ⎢ ⎢ ⎢ ⎣ ⎡ ) 3 2 sin( ) 3 2 sin( ) sin( 2 π θ π θ θ ω e e e e r w v u P K e e e (2.2) 參數定義為： un V ，V ，vn Vwn：u，v，w 三相的相電壓。

第二章 三相無刷直流馬達 u i ，i ，_v i ：u，v，w 三相的相電流。 _w u e ，e ，_v e ：u，v，w 三相的感應電動勢。 _w ：馬達繞組的相電感值。 M ：馬達任兩相的互感值。 R ：定子線圈的阻抗值。 r ω ：馬達轉速。 e θ ：馬達轉子電氣角。 e K ：感應電動勢常數。 2. 機械動能方程式 (2.3) 其中參數定義為： P ：轉子磁鐵極數。 e T ：馬達轉矩。 t K ：扭矩常數。 L T ：負載轉矩。 J：馬達慣量。 m B ：馬達阻尼係數。

2.3 三相無刷直流馬達之動作與驅動原理

2.3.1 動作原理與公式推導

當我們輸入不同方向的電流於定子線圈時，馬達內部會產生磁場變化而生成 一轉矩，由於定子部分為固定在馬達電路上，因此定子會產生一反作用力來推動 外部永久磁鐵的轉子，使馬達旋轉運動。 p L L r m r e v w e w v u t e T P B P J i i i i i K T = − − + − = + + •

ω

ω

θ

θ

( )cos( ) 2 2 2 3 ) sin( ) 2 2 (

第二章 三相無刷直流馬達 此動作原理是根據佛萊明左手定律，當有電流 I 的導體至於磁場時，磁場會 給導體一作用力。 所以在三相無刷直流馬達中， 當我們給予定子電流時，我們就 可以得到馬達的內部定子電磁力 (2.4) 上式中， N：線圈匝數。 L ：線圈上受磁場感應的有效長度。 I ：線圈上的電流。 B ：磁通密度。 由於導體固定於定子槽之中，磁通由轉子上的永久磁鐵所提供。根據牛頓作 用力與反作用力原理，定子的反作用力及施加於永久磁鐵之上，進而推動轉子， 其中在轉子上所產生的轉矩如 (2.5)式 所示： (2.5) 上式中， t K ：扭矩常數。 r ：力臂。 而磁通密度 B 與轉子上任一點對定子中點的角度差 θ ， 定子上任一點對定子中_r 點的角度差 θ_s 之關係如下 (2.6) 其中， P 為轉子上永久磁鐵的磁極數，θ 與 _r θ_s 如圖 2.4 所示。

B

I

L

N

F

=

⋅

⋅

×

I

K

r

B

I

L

N

r

F

T

=

⋅

=

⋅

⋅

×

⋅

=

_t

⋅

] ) ( 2 cos[ ) , ( _max s r s r P B B B

θ

θ

θ

θ

− ⋅ = =

第二章 三相無刷直流馬達 圖 2.4: θ 與_r θ_s示意圖 將 (2.6)式 帶入 (2.5)式 推得 (2.7) 由 (2.7)式 可知馬達的扭矩常數K 會隨著轉子轉動而生成 sin 波變化。 _t

2.3.2 馬達驅動原理

傳統直流無刷馬達的驅動方式可分為 120 度六步方波驅動與 180 度六步方波 驅動。其驅動方式與原理說明如下： 1. 120 度六步方波驅動 120 度六步方波驅動方式為將馬達的其中兩相導通，即一相為電流輸入端， 一相為電流輸出端，另一相則為開路。為了使馬達運轉時能夠達到最大的轉矩輸 出，則必須根據 (2.5)式 與 (2.7)式 推得正確的電流導通方向切換，例如我們必須 在電氣角 -30 度到 30 度之間導通 w 流向 v 的電流，而在 30 度到 90 度之間導通 u 流向 v的電流，等以此類推，所以將馬達 360 度電氣角分為六個狀態，而每一相

)

2

sin(

max r t

N

B

L

r

P

K

=

⋅

⋅

⋅

⋅

⋅

θ

第二章 三相無刷直流馬達 定子線圈皆連續導通 120 度電氣角後轉為開路，故稱此驅動方式為 120 度六步方 波驅動。 假設馬達每一相的等效阻抗為一歐姆，輸入電流為一安培，因此可藉由公式 推得 120 度六步方波的相電壓與相電流，如圖 2.5 所示。圖中V 、_u V 、_v V 為三相_w 相電壓，I 、_u I 、_v I 為三相相電流，_w θ_e為電氣角度。 圖 2.5: 120 度六步方波驅動相電壓與相電流圖 經由電流與 sin 函數的扭矩常數K 相乘後，可得轉矩如圖 2.6 所示，其中設_t K 為_t unit sin 函數。

第二章 三相無刷直流馬達 圖 2.6: 120 度六步方波驅動的轉矩圖 得到轉矩後，我們以 (2.8)式 計算轉矩漣波。 ) ( ) min( ) max( T mean T T ripple Torque = − (2.8) 其中平均轉矩mean(T)= 0.827(N⋅m)，所以可得轉矩漣波為 0.1403。 2. 180 度六步方波驅動 180 度六步方波驅動方式為三相皆為導通，即一相為電流輸入端，另外兩相為 電流輸出端， 或是兩相為輸入端， 另一相為輸出端。 其推導方式與 120 度六步方 波驅動方式類似，是利用 (2.5)式 與 (2.7)式 推得正確的電流導通方向切換，且將馬 達 360 度電氣角分為六個狀態， 而每一相定子線圈皆連續導通 180 度電氣角後改 變其電流，故稱此驅動方式為 180 度六步方波驅動。阻抗與電流假設條件與 120 度 六步方波驅動相同，我們可推得 180 度六步方波的相電壓與相電流，如圖 2.7 所示。

第二章 三相無刷直流馬達

圖 2.7: 180 度六步方波驅動相電壓與相電流圖

同理，經由電流與 sin 函數的扭矩常數K 相乘後，可得轉矩如圖 2.8 所示。 _t

第二章 三相無刷直流馬達 經由計算可得平均轉矩為 0.9549(N⋅m)及轉矩漣波為 0.1403。

2.4 無感測驅動方法

無感測的驅動技術大都可分為四個程序，如圖 2.9 所示：(1) 定位；(2) 開迴路 啟動；(3) 閉迴路加速；(4) 閉迴路等速。當完成這四個程序後，馬達就會鎖定在第 四步驟做閉迴路等速的動作。 目前較具代表性的無感測技術為檢測感應電動勢、 直流電流 [6] 、電感變化或是偵測磁交鍊 (flux-linkage) 變化 [2] [8] ，但大部分的技 術為使用感應電動勢來換相 [3] [4] [5] [9] ，原因在於此驅動技術在硬體電路上比較 容易實現， 且端電壓也較容易量測取得， 因此使得成本可以降低。 但其缺點為馬 達轉速過低時， 感應電動勢太小易受到雜訊干擾，且會有假零交越點的出現， 或 是沒有產生零交越點使得馬達無法做判斷而不能正常運轉。 因此定位與開迴路啟 動程序為解決馬達低轉速時無法利用感應電動勢換相的問題， 藉由這兩個程序使 轉速上升至感應電動勢的零交越點可以被正確地解析出來。 其後閉迴路加速與閉 迴路等速兩個程序便可以偵測感應電動勢來進行換相。 圖 2.9: 無感測驅動程序

第二章 三相無刷直流馬達 以下為四個驅動程序做詳細的介紹： 1. 定位： 沒有使用感測器的馬達，一開始的初始位置是未知的。為了能夠讓馬達順利 旋轉，所以必須先透過定位的程序。所謂的定位是藉由送出固定的激磁，使馬達 在啟動時，可以瞬間吸引轉子自動對正到一個轉矩為零的平衡點位置。當我們得 知轉子的初始位置後，即可依照開迴路序列的導通順序進行最大轉矩的換相，使 馬達順利啟動運轉。 2. 開迴路啟動： 馬達在低轉速時會有較小的感應電動勢。當感應電動勢過小時，零交越點的 偵測容易受雜訊的干擾而造成錯誤的換相點判斷，使得馬達無法順利旋轉。因此， 我們必須藉由開迴路啟動的程序，在未獲得足夠大的感應電動勢時，先送出固定 的換相序列，並隨著換相序列從低頻慢慢增加到高頻，使得馬達的轉速變快，讓 馬達的感應電動勢逐之增加，解決感應電動勢過小的問題。一旦感應電動勢不受 雜訊干擾，沒有錯誤判斷換相點時，即可以進入閉迴路換相的控制程序。 3. 閉迴路加速： 當完成開迴路啟動後，我們利用閉迴路換相控制的程序判斷正確的換相點， 使得無感測驅動的換相邏輯可以正常的交替輸出。閉迴路換相控制技術大多是利 用感應電動勢來偵測轉子磁極的位置，進而達到換相控制的目的。本文利用未激 發相感應電動勢的零交越點來判斷換相點位置，但其缺點為需要注意切換雜訊的 產生，因為此雜訊會造成假零交越點的出現而影響換相點的估測。雜訊大部分會 在改變電流方向時產生，原因在於在電晶體切換時，電流會瞬間流經上橋或下橋 的飛輪二極體而產生假零交越點，所以我們必須在每一次換相後克服雜訊所造成 的假零交越現象。

第二章 三相無刷直流馬達 4. 閉迴路等速： 當轉速爬升到速度命令的轉速時，開始進入閉迴路等速程序。我們可以透用 速度控制器讓轉速不再往上爬升，或是即使加了負載也能將速度拉回到命令轉速 。其轉速控制是利用脈衝寬度調變 (pulse-width modulation，PWM) 信號來控制， 但換相點的判斷會受到調變訊號的干擾，而造成假零交越點，使得馬達因換相錯 誤而不正常運轉，所以我們必須使用濾波器或其他方法來克服此干擾。

第三章 不同角度的無感測驅動控制實現方法

本文所使用的無感測技術主要為利用馬達的感應電動勢特性， 將任一相電壓 與中心相電壓做比較，來取得換相的資訊。2.3.2 章節所介紹的 180 度六步方波驅 動在相同的供給電壓之下會具有較大的轉矩與較高的轉速， 但由於此 180 度六步 方波驅動在任一時間皆導通三相線圈， 無法得到未激發相的感應電動勢，所以無 法使用感應電動勢來做換相的依據。 但為了能夠提升傳統 120 度六步方波驅動的 性能， 故提出 150 度十二步方波、 180 度九步方波、 180 度六步方波、 210 度六 步方波驅動。

3.1 150 度十二步方波無感測驅動

150 度十二步方波無感測驅動的概念為，馬達在零交越點將要出現的一段時間 內導通 120 度驅動以利於零交越點的偵測， 而其餘時間則為導通 180 度驅動。 其 驅動方式為 120 度六步方波與 180 度六步方波驅動交替組合而成， 以十二個狀態 不斷重複進行， 且定子線圈每次連續導通 150 度電氣角時間， 故稱為 150 度十二 步方波驅動，如圖 3.1 所示。其中 V 、_u V 、_v V 分別為馬達的三相電壓，_w I 、_u I 、_v w I 分別為馬達的三相電流， Stage2、Stage4、Stage6、Stage8、Stage10、Stage12 為 導通兩相線圈，為偵測零交越點區域，而 Stage1、Stage3、Stage5、Stage7、Stage9、 Stage11 為導通三相線圈，其用意為增加轉矩大小來提升馬達的轉速效能。 圖 3.2為 150 度十二步方波驅動的相關訊號波形。其中 u 、_d v 、_d w 分別為三_d 相電壓 V 、_u V 、_v V 與中心相電壓比較後的訊號，_w Z 為未激發相與中心相電壓比_d 較後的訊號， 因零交越點為未激發相電壓曲線上升或下降與中心相電壓所產生的 交越點， 所以簡稱 Z 為零交越點 (zero crossing point) 訊號， 由 _d u 、_d v 、_d w 所_d

組成。如圖，當 Z 訊號高低準位發生變化時，代表此時有零交越點產生。_d P 為_d

第三章 不同角度的無感測驅動控制實現方法 圖 3.1: 150 度十二步方波驅動之三相電壓與三相電流圖 本文使用相位移器來產生換相訊號 P ，其操作說明如下： _d 假設目前轉子的電氣角為 0 度且不考慮因飛輪效應所產生的假零交越點， 計 數器 從 Z 訊號正緣觸發後，開始計數 _d Z 的高準位時間。在 60 度電氣角時，_d 因感應電動勢產生零交越點使 Z 轉變為低準位，此時 將計數值除以 2 並停止_d 計數，接著 C 開始計數 _n Z 的低準位時間，並傳出換相的訊號給馬達。當 _d C 計_n 數到與 的值相同時，再傳出換相的訊號給馬達，並將 值歸零而 C 繼續計_n 數。C 計數至 _n Z 轉變為高準位時將計數值除以 2 並停止計數，接著 開始計_d 數 Z 的高準位時間，並傳出換相的訊號給馬達。之後操作方法相似以此類推，則_d 可以利用 與 C 交替計數來實現 150 度十二步方波驅動。 _n p C p C p C p C p C p C

第三章 不同角度的無感測驅動控制實現方法 圖 3.2: 150 度十二步方波驅動的相關訊號波形

3.2 180 度九步方波無感測驅動

180 度九步方波無感測驅動的概念與 150 度十二步方波驅動相似，皆以馬達在 零交越點將要出現時導通 120 度來偵測零交越點， 其餘時間則導通 180 度驅動。 其想法為在傳統的 180 度六步驅動之中插入 120 度六步驅動的其中三步來做為換 相的依據。其驅動方式以九個狀態不斷重複進行， 定子線圈每次連續導通 180 度 電氣角時間，故稱為 180 度九步方波驅動， 如圖 3.3 所示。 其中 V 、_u V 、_v V 分 _w

第三章 不同角度的無感測驅動控制實現方法 別為馬達的三相電壓，I 、_u I 、_v I 分別為馬達的三相電流， Stage3、Stage6、Stage _w 9 為導通兩相線圈， 為偵測零交越點區域， 而 Stage1、Stage2、Stage4、Stage5、 Stage7、Stage8 為導通三相線圈。 圖 3.3: 180 度九步方波驅動之三相電壓與三相電流圖 圖 3.4為 180 度九步步方波驅動的相關訊號波形。 其中 u 、_d v 、_d w 分別為_d 三相電壓 V 、_u V 、_v V 與中心相電壓比較後的訊號，_w Z 為未激發相與中心相電壓_d 比較後的零交越點訊號。P 為換相訊號。 _d 其 180 度九步方波驅動的相位移器操作說明如下： 假設目前轉子的電氣角為 0 度且不考慮假零交越點，計數器 C₁ 從 Z 低準位_d 轉為高準位後，開始計數 Z 的一個週期時間。在 120 度電氣角時，因感應電動勢_d 產生零交越點使 Z 轉變為高準位，此時 _d C₁ 將計數值除以 4 並停止計數，接著 C₂ 開始計數 Z 的下一週期時間，並傳出換相的訊號給馬達。當 _d C₂ 計數到 180 度電 氣角時間，即兩倍的 C 值時，傳出換相訊號給馬達。當 C 計數到 210 度電氣角

第三章 不同角度的無感測驅動控制實現方法 時間，即三倍的 C₁ 值時，傳出換相訊號並將 C₁ 值歸零而 C₂ 繼續計數。C₂ 計 數至 Z 轉變為高準位時將計數值除以 4 並停止計數，接著 _d C 開始計數 ₃ Z 的一_d 個週期時間，並傳出換相的訊號給馬達。之後操作方法相似以此類推，則可以利 用 C₁、C₂ 與 C 交替計數來實現 180 度九步方波驅動。 ₃ 圖 3.4: 180 度九步方波驅動的相關訊號波形

第三章 不同角度的無感測驅動控制實現方法

3.3 180 度六步方波無感測驅動

180 度六步方波無感測驅動的概念為將傳統 180 度六步的其中三步與 120 度 六步的其中三步做搭配，且利用 120 度六步的其中三步做為換相的依據。因以六 個狀態不斷重複進行，且定子線圈每次連續導通 180 度電氣角時間，故稱為 180 度 六步方波驅動，如圖 3.5 所示。其中 V 、_u V 、_v V 分別為馬達的三相電壓，_w I 、_u I 、_v w I 分別為馬達的三相電流， Stage2、Stage4、Stage6 導通兩相線圈，為偵測零交 越點區域，而 Stage1、Stage3、Stage5 為導通三相線圈。 圖 3.5: 180 度六步方波驅動之三相電壓與三相電流圖 圖 3.6為 180 度六步步方波驅動的相關訊號波形。其中 u 、_d v 、_d w 分別為_d 三相電壓 V 、_u V 、_v V 與中心相電壓比較後的訊號，_w Z 為未激發相與中心相電壓_d 比較後的零交越點訊號。P 為換相訊號。 _d

第三章 不同角度的無感測驅動控制實現方法 圖 3.6: 180 度六步方波驅動的相關訊號波形 其 180 度六步方波驅動的相位移器操作說明如下： 假設目前轉子的電氣角為 -30 度且不考慮假零交越點，計數器 C₁ 從 Z 低準_d 位轉為高準位後，開始計數 Z 的一個週期時間。在 90 度電氣角時，因感應電動_d 勢產生零交越點使 Z 轉變為高準位，此時 _d C₁ 將計數值除以 4 並停止計數，接著 2 C 開始計數 Z 的下一週期時間。當 _d C₂ 計數到 120 度電氣角時間，即與 C₁ 值相 同時，傳出換相訊號給馬達。當 C₂ 計數到 180 度電氣角時間，即三倍的 C₁ 值時， 傳出換相訊號並將 C₁ 值歸零而 C₂ 繼續計數。C₂ 計數至 Z 轉變為高準位時將 _d

第三章 不同角度的無感測驅動控制實現方法 計數值除以 4 並停止計數，接著 C 開始計數 ₃ Z 的一個週期時間。之後操作方法_d 相似以此類推，則可以利用 C₁、C₂ 與 C 交替計數來實現 180 度六步方波驅動。 ₃

3.4 210 度六步方波無感測驅動

210 度六步方波無感測驅動的概念為參略 [1] 的 240 度驅動想法，將 240 度三 步驅動與 120 度六步的其中三步做搭配，且利用 120 度六步的其中三步做為換相 的依據。所謂的 240 度三步驅動為抽出傳統 180 度六步方波驅動的其中三步，例 如 Stage1 電流方向由 u , w 導通至 v ， Stage2 由 u , v 導通至 w ， Stage3 由 v , w 導 通至 u 。因以六個狀態不斷重複進行，且定子線圈每次連續導通 210 度電氣角時 間，故稱為 210 度六步方波驅動，如圖 3.7 所示。其中 V 、_u V 、_v V 分別為馬達的_w

三相電壓，I 、_u I 、_v I 分別為馬達的三相電流， Stage2、Stage4、Stage6 導通兩_w

相線圈，為偵測零交越點區域，而 Stage1、Stage3、Stage5 為導通三相線圈。

第三章 不同角度的無感測驅動控制實現方法 圖 3.8為 210 度六步步方波驅動的相關訊號波形。其中 u 、_d v 、_d w 分別為_d 三相電壓 V 、_u V 、_v V 與中心相電壓比較後的訊號，_w Z 為未激發相與中心相電壓_d 比較後的零交越點訊號。P 為換相訊號。 _d 圖 3.8: 210 度六步方波驅動的相關訊號波形 其210度六步方波驅動的相位移器操作說明如下： 假設目前轉子的電氣角為 0 度且不考慮假零交越點，計數器 C₁ 從 Z 低準位_d 轉為高準位後，開始計數 Z 的一個週期時間。在 120 度電氣角時，因感應電動勢 _d

第三章 不同角度的無感測驅動控制實現方法 產生零交越點使 Z 轉變為高準位，此時 _d C₁ 將計數值除以 4 並停止計數，接著C₂ 開始計數 Z 的下一週期時間，並傳出換相的訊號給馬達。當 _d C₂ 計數到 210 度電 氣角時間，即三倍的 C₁ 值時，傳出換相訊號並將 C₁ 值歸零而 C₂ 繼續計數。C₂ 計數至 Z 轉變為高準位時將計數值除以 4 並停止計數，接著 _d C 開始計數 ₃ Z 的_d 一個週期時間。之後操作方法相似以此類推，則可以利用 C₁、C₂ 與 C 交替計數₃ 來實現 210 度六步方波驅動。

3.5 飛輪二極體效應與假零交越點

圖 3.9 (a) 為當電流導通方向為 u → w 的情形，當電流方向改變為 v → w 的瞬 間，原本導通的 u 相上橋電晶體 T_r1 轉變為不導通，而導通 v 相的上橋電晶體 T_r2 。由於定子線圈具有電感效應，必須維持原電流方向 u → w 的連續，所以電流會 由 u 相下橋的飛輪二極體流過，如圖 3.9 (b)。因此當電流方向為 v → w 的瞬間， u V 會轉變為低準位，直到 u → w 方向的電流消失為止。同理，當下橋電晶體關閉 的瞬間，電流會從上橋的飛輪二極體流過，使得相電壓瞬間升為高準位，如圖 3.10。 基本的相位移器主要是偵測感應電動勢的零交越點以求得正確的換相時間點 ，但由於上述之飛輪二極體效應會造成零交越點訊號上有假零交越點的出現，當 我們在判斷零交越點當作換相依據時，會因為偵測到假零交越點而造成錯誤的換 相。有鑑於此，我們必須克服此切換雜訊的影響，得到正確的換相點估測。上述 幾小章節的無感測驅動為了方便說明，皆無討論飛輪二極體效應，若要考慮飛輪 二極體所產生的雜訊，我們必須在相位移器上做設計上的改變。基本的相位移器 在 Z 高低準位有所變化時，代表偵測到零交越點，但考慮飛輪二極體效應時，可_d 能會因假零交越點的緣故而造成高低準位的變化，所以本文使用遮罩來避免假零 交越點的偵測。由圖 3.10看出，假零交越點的發生時間比真零交越點時間早，所 以設定一遮罩值，當 與 C 計數尚未到達遮罩值時，則不偵測零交越點。當計_n 數超過遮罩值時，代表此時不會產生假零交越點，而可以準確地使用接下來所偵 測的零交越點作為換相的依據。 p C

第三章 不同角度的無感測驅動控制實現方法

圖 3.9: 電流導通方向切換情形

第三章 不同角度的無感測驅動控制實現方法

3.6 脈波寬度調變與速度量測

3.6.1 脈波寬度調變

脈波寬度調變 (Pulse Width Modulation , PWM) 的實現主要是將一三角載波與 一控制命令訊號做比較後輸出，其操作原理如圖 3.11 所示。其中 V 為三角載波，_c c Vˆ 為載波的最大值， V_control 為控制命令訊號，V_PWM 為 PWM 的輸出電壓，V_DD 為 電壓源電壓，Vavg 為輸出的平均電壓。當 Vcontrol 較 V 大時，使得 c VPWM 輸出為高 準位；當 V_control 較 V 小時， _c V_PWM 輸出則為低準位。 圖 3.11: PWM操作原理圖 PWM訊號的duty cycle定義為 (3.1) 其中 T 為三角載波的週期，即 _s V_PWM 的週期， t 為經比較產生高準位輸出的時_on 間，而 t_off 為低準位輸出的時間。 輸出電壓的平均值為 s on T t D=

第三章 不同角度的無感測驅動控制實現方法 (3.2) 依三角形相似定理可得 (3.3) 所以可經由 (3.2)式 與 (3.3)式 得知，我們可藉由改變控制命令訊號 V_control 來改變 PWM 的 duty cycle 值 D ，達到調變輸出平均電壓的目的與實現脈波寬度調變的技 術。當實現 PWM 技術後，將其輸出訊號輸入至適當的上橋開關中，便可以達到控 制馬達平均電壓的效果。 本文利用偵測零交越點的方法達到無感測驅動的技術，當馬達以全速運轉 時，零交越點訊號不會受到因 PWM 所造成的雜訊干擾；但當馬達以 PWM 實現速 度控制時，輸入至上橋開關的 PWM 訊號將會對零交越點偵測造成干擾，而不易辨 識出真正的零交越點位置，如圖 3.12 所示，其中 V 為馬達 u 相電壓， _u Z 為零交_d 越點訊號， θ_e 為電氣角時間。 圖 3.12: PWM 訊號所造成的零交越點偵測干擾 圖 3.13: 線性模式切換示意圖 DD DD s on avg V D V T t V = ⋅ = ⋅ D T t V V s on c control = = ˆ

第三章 不同角度的無感測驅動控制實現方法 為了克服 PWM 訊號所造成的干擾影響，在將要發生零交越點的時間區域內， 將原先的 PWM 模式切換為線性模式，線性模式即為 PWM 的 duty cycle 為 1 時， 而一偵測到零交越點之後，則再切回 PWM 模式，如圖 3.13 所示，其中 M 為選_s 擇模式訊號，高準位為線性模式，而低準位則為PWM模式。因此藉由此方法在偵 測零交越點時，即可不受 PWM 訊號干擾，進而順利偵測零交越點達到無感測的驅 動技術。

3.6.2 速度量測

在進行無感測驅動時，可利用換相所產生的 FG 訊號來計算目前馬達的轉速 值。其中 FG 訊號週期 T_FG 為每一無感測驅動的 360 度電氣角時間。因實驗所使 用的馬達為 9 槽 12 極，且由 (3.4)式 得知電氣角 θ_e、機械角 θ_m 與極數 P 的關 係，進而推導馬達的轉速 ω_r 與 FG 訊號週期 T_FG 之關係式，如 (3.5)式 所示。 (3.4) (3.5) 利用週期為 T 的取樣時脈計數 _clk k 個 FG 週期的時間，可得計數值 N 為 (3.6) 再將 (3.6)式 代入 (3.5)式 得 m e P

_θ

θ

2 = k N T T clk FG ⋅ = k ⋅ = 10

ω

FG FG r T T P 10 2 60 = ⋅ =

ω

第三章 不同角度的無感測驅動控制實現方法 為了能夠讓計算出的轉速值精確至個位數，因此選擇 T 為 2.56 us，_clk k 為 10 代入 (3.7)式 得 (3.8) 所以經由推導出 (3.8)式 後，可在 FPGA 中計算出馬達的時計轉速。

3.7 轉矩與轉矩漣波模擬

轉矩大小與轉矩漣波為影響馬達轉速與性能的因素，為了可以驗證之後不同 角度驅動的速度實驗結果，以下為對這些驅動的轉矩做模擬與比較。設馬達每一 相的等效阻抗為一歐姆，輸入電流為一安培，且 K 為 unit sin 函數，經由 (2.5)_t 式 與 (2.8)式 計算可得不同角度驅動的轉矩與轉矩漣波。 圖 3.14(a) 為 150 度十二步方波驅動經 (2.5)式 計算後所得的轉矩圖，其平均轉 矩為 0.9224 (N⋅m)，轉矩漣波為 0.1772；圖 3.14 (b) 為 180 度九步方波驅動的轉 矩圖，其平均轉矩為 0.9229 (N⋅m)，轉矩漣波為 0.2708；圖 3.14 (c) 為 180 度六 步方波驅動的轉矩圖，其平均轉矩為 0.8355 (N⋅m)，轉矩漣波為 0.6786；圖 3.14 (d) 為 210 度六步方波驅動的轉矩圖，其平均轉矩為 0.8590 (N⋅m)，轉矩漣波為 0.5819。觀察圖 3.14，在 150 度十二步方波驅動中，每一步驅動的電氣角時間均 為擷取傳統 180 度六步與 120 度六步驅動中轉矩最大的時間區域，所以其轉矩為 較大。180 度九步方波驅動雖然轉矩為最大，轉速可能為最快，但因在導通 120 度 六步方波驅動的時間並非為最大的時間區域，而且整個轉矩還有往下拉的現象， 所以其轉矩漣波較150 度十二步方波驅動大，因此180 度九步方波驅動的轉速不見 得會比 150 度十二步方波驅動快。在 180 度六步方波與 210 度六步方波驅動中， 其中三步的轉矩有很嚴重下拉的現象，使得平均轉矩較小，且也得到較大的轉矩 漣波。 N r 39062500 =

ω

第三章 不同角度的無感測驅動控制實現方法

第四章 系統架構

4.1 系統架構

本文之無感測驅動控制系統主要以 Altera DE1 FPGA 開發板、六橋開關電路、 電壓感測比較器電路與三相無刷直流馬達所組成。如圖 4.1 所示。 圖 4.1: 系統架構圖 馬達的三相電壓與中心相電壓經過電壓感測比較器比較後，將比較過後的數 位訊號傳送給 Altera DE1 開發板。開發板利用此數位訊號來偵測零交越點並執行 無感測驅動，接著送出驅動馬達的六橋開關訊號給六橋開關電路，使得馬達可以 順利運轉。 DE1 開發板藉由 JTAG 與個人電腦相連接，其目的除了方便做系統整 合開發與除錯外，也可以使用 Quartus II 與內建的 SignalTap II 來顯示馬達的即時 轉速數據。而本文之無感測驅動控制實驗平台如圖 4.2 所示。

第四章 系統架構 圖 4.2: 無感測驅動控制實驗平台

4.2 外部驅動電路

外部驅動電路分為電壓感測比較器電路與六橋開關電路兩部分，電路圖如圖 4.3 所示。 電壓感測比較器電路功用為接收馬達的 u、v、w 三相電壓及中心相電壓，並 利用比較器將三相電壓分別與中心相電壓做比較，使得可以將原本為類比訊號的 三相電壓轉換為數位訊號，供 DE1 開發板做訊號處理用。而六橋開關電路為使用 3 個 PMOS 作為上橋開關， 3 個 NMOS 作為下橋開關。為了讓開關訊號一致性，另 外在上橋開關部分加入電晶體 NPN 的反相器，使得六橋開關訊號在高準位時，皆 代表為導通開關；在低準位時，皆代表關閉開關。經由 DE1 開發板送出六橋開關 訊號 (T_r1 ~T_r6) 至六橋開關中，讓馬達可以正確換相旋轉。其中某一組上下橋開關 控制馬達的某一相，當我們要做速度控制時，則將不同 duty cycle 的 PWM 訊號輸 入至上橋開關。

第四章 系統架構 圖 4.3: 外部驅動電路圖

4.3 Altera DE1 開發板簡介

Altera DE1 開發板為一整合式的開發板，它擁有許多功能供使用者實現邏輯電 路設計或是複雜的影像多媒體應用，其相關硬體如圖 4.4 所示。

第四章 系統架構

本文主要所使用的硬體部分如下所示：

• Altera CycloneII 2C20 FPGA device • Altera Serial Configuration device – EPCS4

• USB Blaster (on board) for programming and user API control; both JTAG and Active Serial (AS) programming modes are supported

• 50-MHz oscillator, 27-MHz oscillator and 24-MHz oscillator for clock sources • 4-Mbyte Flash memory

• 4 pushbutton switches • 10 toggle switches • 10 red user LEDs • 8 reen user LEDs

第四章 系統架構 如圖 4.5， DE1 開發板以 Cyclone II 晶片做主要的核心將各相關硬體互相連結 起來，因此我們可以撰寫硬體描述語言，藉由開發軟體轉換為 .sof 檔燒入到 Cy- clone II 2C20 晶片來控制周邊硬體。其 Cyclone II 2C20 晶片規格如表 4.1 所示。 圖 4.5: Altera DE1 開發板方塊圖 表 4.1: Altera Cyclone II 2C20 晶片規格

Altera Cyclone II 2C20 FPGA 18,752 LEs

52 M4K RAM blocks 240K total RAM bits 26 embedded multipliers

4 PLLs 315 user I/O pins

第四章 系統架構

4.4 晶片內部系統架構

無感測驅動控制的內部系統設計為使用硬體描述語言 VHDL 在晶片中完成 各模組的功能，並實現於 DE1 開發板之中，其內部晶片的功能模組規劃如下圖 4.7 所示。利用開關 sw 啟動此系統，第一步做定位及開迴路啟動，再來做閉迴路部分， 利用 Bemf Select 所選擇的訊號來偵測零交越點，並選擇正確的輸出旗標做正確的 換相，而每個旗標則對應不同的六橋開關訊號，六橋開關訊號為系統的主要輸出， 控制馬達電流的導通方向。為了做速度控制下達 cv 速度命令給 pwm 模組部分， 並將 PWM 訊號輸入至上橋開關。在下一章節將會詳細介紹各模組的功能與腳位說 明。 圖 4.6: 內部系統架構圖

第五章 晶片功能模組設計與模擬驗證

5.1 系統功能模組規劃

本論文利用 VHDL 撰寫各模組功能，並且使用 Quartus II 整合所有的模組，完 成一無感測驅動技術的 FPGA 晶片內部系統架構，其內部整體架構圖如圖 5.1。以 下將逐一介紹說明各個模組的功能及其驗證的結果。 圖 5.1: 晶片內部整體架構圖

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5.1.1 開關控制模組

開關控制模組方塊圖如圖 5.2 所示，其中 sw 與 reset 訊號由 DE1 開發板上的 KEY3 與 KEY2 兩個按鈕所控制，其腳位定義如下表 5.1 所示。 圖 5.2: 開關控制模組 表 5.1: 開關控制模組腳位說明 腳位名稱 屬性 位元數 腳位說明

clk Input 1 bit Cyclone II 晶片輸出時脈，20ns。

sw Input 1 bit 系統啟動開關，當sw=0 且符合防彈跳時間 時，系統啟動。

reset Input 1 bit 外部系統重致訊號，當reset=0 時，系統重致。 ao_en Output 1 bit 定位與開迴路模組致能訊號。

圖 5.3 為開關控制模組流程圖，當時脈 clk 正緣觸發時，開始偵測 sw 與 reset 訊號的狀態。若 reset 為低準位 (KEY2 鈕被按下) ，則將內部計數器 q 歸零；若 sw 為低準位位 (KEY3 鈕被按下) ，則開始計數 q 。當計數器從 000000 計數至 011111 時，代表持續按住 KEY3 鈕達 31x20ns=620ns ，避免偵測到開關彈跳的錯誤訊號， 使定位與開迴路模組的致能訊號轉為高準位，讓定位與開迴路模組開始啟動。

第五章 晶片功能模組設計與模擬驗證 圖 5.3: 開關控制流程圖

5.1.2 除頻器模組

除頻器模組方塊圖如圖 5.4 所示，因每一模組所需的時脈不同，所以在此模組 實現各模組所需要的時脈訊號，其腳位定義如下表 5.2 所示。 圖 5.4: 除頻器模組

第五章 晶片功能模組設計與模擬驗證 表 5.2: 除頻器模組腳位說明 腳位名稱 屬性 位元數 腳位說明 clk Input 1 bit 晶片輸出時脈，20ns。 clk_1 Output 1 bit 定位與開迴路模組時脈，327.68 sμ 。 clk_2 Output 1 bit 閉迴路模組時脈，0.64 sμ 。 clk_3 Output 1 bit 錯誤偵測模組時脈，40.96 sμ 。 clk_4 Output 1 bit 轉速計算模組時脈，2.56 sμ 。 如圖 5.5 ，當時脈 clk 正緣觸發時，開始計數內部的暫存器 q ，分別取得時脈： clk_1 為20 ns⋅214 =327.68 μs； clk_2 為20 ns⋅25 =0.64 μs； clk_3 為20 ns⋅211 =40.96 μs； clk_4 為20 ns⋅27 =2.56 μs。 圖 5.5: 除頻器流程圖

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5.1.3 定位與開迴路模組

定位與開迴路模組方塊圖如圖 5.6 所示，此模組主要實現無感測驅動程序中的 定位及開迴路啟動步驟。為了避免使計數器的位元數增加，我們利用經除頻器除 頻後的 clk_1 訊號作為 clk_count1 的訊號，並透過 clk_count1 訊號來計數定位及開 迴路啟動程序所需的導通時間。其腳位定義如下表 5.3 所示。 圖 5.6: 定位與開迴路模組 表5.3: 定位與開迴路模組腳位說明 腳位名稱 屬性 位元數 腳位說明

clk_count1 Input 1 bit 模組時脈，327.68 sμ 。 ao_en Input 1 bit 定位與開迴路模組致能訊號。

restart Input 1 bit 系統重致訊號，當外部重致訊號low 或產生 error 訊號時，系統重致。

closed_en Output 1 bit 閉迴路模組致能訊號。

flag1 Output 4 bit 定位與開迴路六橋開關輸出旗標。

如圖 5.7，當 clk_count1 正緣觸發時，開始偵測 restart 訊號。若 restart 為高準 位，則將此模組參數重致，即內部暫存器歸零、flag1 設定為 0110 (旗標狀態 0110 代表外部的六橋開關皆為關閉狀態) 與將 closed_en 訊號維持在低準位。若 restart 為低準位，則偵測ao_en 訊號。當 ao_en 為高準位時，表示啟動定位與開迴路啟動 程序，先將電流導通的方向選擇為 u → v (flag1=0100)，導通 0.7 秒後完成定位程

第五章 晶片功能模組設計與模擬驗證 序。之後將導通方向切換為為 v → w (flag1=0000) 導通 0.038 秒，再將導通方向切 換為v → u (flag1=0001) 導通 0.015 秒，完成開迴路啟動程序後將 closed_en 設定為 高準位，使閉迴路模組開始運作。 圖 5.7: 定位與開迴路流程圖

5.1.4 閉迴路模組

閉迴路模組方塊圖如圖 5.8 所示，此模組主要實現無感測驅動程序中的閉迴路 加速程序，執行 150 度十二步方波、 180 度六步方波、 180 度九步方波與 210 度 六步方波等驅動。其腳位說明如表 5.4 所示。

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圖 5.8: 閉迴路模組

表5.4: 閉迴路模組腳位說明

腳位名稱 屬性 位元數 腳位說明

clk_count2 Input 1 bit 模組時脈，0.64 sμ 。 closed_en Input 1 bit 閉迴路模組致能訊號。

restart Input 1 bit 系統重致訊號。

emf Input 1 bit 未激發相相電壓與中心相電壓比較後的訊 號，由u, v, w 訊號所組成。

FG_c Output 1 bit 轉速產生訊號。

flag2 Output 4 bit 閉迴路六橋開關輸出旗標。

dead_out Output 1 bit 會產生零交越點的區域訊號。當此訊號為 low 時代表此區會出現零交越點，但也有可能為飛 輪效應的假零交越點，所以在dead_out 為 low 時，要使用遮罩來處理假零交越點。此訊號輸 出的用意是讓pwm block 知道，當零交越點要 產生時，不能讓六橋開關以PWM 訊號輸出， 不然會產生雜訊。

如圖 5.9，當 clk_count2 正緣觸發時，開始偵測 restart 訊號。若 restart 為高準 位，則將此模組參數重致；若 restart 為低準位，則判斷 closed_en 訊號。當 closed_en 為高準位時，表示啟動閉迴路加速程序，因此開始以不同角度驅動的方式來驅動 馬達，其中驅動方式在 3.2 節有做詳細介紹。

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第五章 晶片功能模組設計與模擬驗證 將其中一步做詳細說明，如圖 5.10 所示。由於 PWM 訊號會影響零交越點的 偵測，所以需要判斷 dead 訊號，當 dead 為低準位時，代表 PWM 訊號關閉以利於 做零交越點的偵測。藉由遮罩的計數可防止錯誤偵測到飛輪二極體效應所產生的 假零交越點，當遮罩計數超過雜訊區域時，則開始判斷感應電動勢訊號是否有零 交越點的產生。當零交越點產生時，則將 dead 訊號設定為高準位並且計算出換相 的時間點 time。若 dead 訊號為高準位時，開始計算下一步進入 dead =0 區域的時 間點，並設定電流的導通方向與做時間暫存器的計數。當時間暫存器計數到達換 相時間點達 time 時進行換相，否則繼續計數。若時間暫存器計數到達 time1 時， 則進入下一步並且將暫存器初始化，否則繼續計數。

5.1.5 錯誤偵測模組

錯誤偵測模組方塊圖如圖 5.11 所示，此模組功能為偵測馬達轉速是否正常， 當轉速低於 100 rpm 時，代表馬達轉動發生錯誤，需送出錯誤訊號使馬達重新啟動 。其腳位說明如表 5.5 所示。 圖 5.11: 錯誤偵測模組 表5.5: 錯誤偵測模組腳位說明 腳位名稱 屬性 位元數 腳位說明 clk_3 Input 1 bit 模組時脈，40.96 sμ 。 FG_c Input 1 bit 轉速產生訊號。

closed_en Input 1 bit 閉迴路模組致能訊號。

error_r_out Output 1 bit 錯誤訊號輸出。當馬達轉速沒達到某一臨界值 時，代表馬達可能卡位，所以當錯誤訊號為 high 時，系統會重新啟動。

第五章 晶片功能模組設計與模擬驗證 如圖 5.12，當 clk_3 正緣觸發時，將 error_r 訊號歸零，並且開始偵測 closed_en 訊號。若 closed_en 為低準位，代表目前馬達還在定位中，不需偵測馬達是否卡位。 若 closed_en 為高準位時，則開始計數 FG_c 訊號高準位的持續時間與低準位的持 續時間。由 (3.5)式 得知 FG_c 訊號與轉速成反比，因此我們可藉由計數 FG_c 訊號 來偵測馬達是否因卡位而使得轉速過慢，當 FG_c 訊號高準位或低準位計數超過某 臨界值時，代表此時的轉速過慢，馬達可能發生卡位，所以必須送出馬達錯誤訊 號 error_r 為高準位，使得能夠讓系統再次重新啟動。 利用 (5.1)式 (5.1) 圖 5.12: 錯誤偵測流程圖 可得轉速在 100 rpm 時的 FG_c 週期為 0.1 秒，而 FG_c 訊號的高準位或低準位持 續的臨界時間為 0.05 秒。由於此模組的時脈為 40.96 sμ ，所以當計數器計數超過 1 . 0 100 10 10 = = = r FG T

ω

第五章 晶片功能模組設計與模擬驗證 10011000100 此臨界值時，表示馬達轉速低於 100 rpm，必須將 error_r 訊號設定為 高準位使系統重致。

5.1.6 模式切換模組

模式切換模組方塊圖如圖 5.13 所示，其功能主要分為兩部份，一為選擇定位 與開迴路模組或是閉迴路模組的六橋開關輸出旗標，另一為依據六橋開關輸出旗 標選擇三相端電壓中正確的未激發相來產生零交越點訊號。其腳位說明如表 5.6 所示。 圖 5.13: 模式切換模組 表 5.6: 模式切換模組腳位說明 腳位名稱 屬性 位元數 腳位說明 clk Input 1 bit 模組時脈，20ns。

reset Input 1 bit 外部系統重致訊號，當reset=0 時，系統重致。 closed_en Input 1 bit 閉迴路模組致能訊號。

u Input 1 bit v 相電壓與中心相電壓比較後的訊號。 v Input 1 bit v 相電壓與中心相電壓比較後的訊號。 w Input 1 bit w 相電壓與中心相電壓比較後的訊號。

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腳位名稱 屬性 位元數 腳位說明

error_r Input 1 bit 錯誤訊號輸入，與FG_error 的 error_r_out 相 連接，當此模組error_r 接收 high 訊號時，則 設定系統重新啟動。

flag1 Input 4 bit 定位與開迴路六橋開關輸出旗標。 flag2 Input 4 bit 閉迴路六橋開關輸出旗標。

restart Output 1 bit 系統重致訊號，當外部重致訊號low 或產生 error 訊號時，系統重致。

emf Output 1 bit 零交越點訊號，由u, v, w 訊號所組成

flag_out Output 4 bit 六橋開關輸出旗標，由 closed_en 訊號決定， 為align_open 旗標或是 closed 旗標。

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如圖 5.14，當 clk 正緣觸發時，開始檢測 reset 鍵是否被按下或是否有錯誤訊 號 error_r 產生。 reset 訊號為低準位或是 error_r 訊號為高準位時，將六橋開關設 定為關閉狀態 (flag=0110)，並且將 restart 訊號拉升為高準位，使系統重致。再來 判斷六橋開關輸出旗標，當 closed_en 訊號為高準位時，代表此時為執行閉迴路部 份，以閉迴路六橋開關輸出旗標 flag2 作為最後系統的六橋開關輸出旗標 flag；若 closed_en 訊號為低準位時，代表此時為執行定位與開迴路部份，以定位與開迴路 六橋開關輸出旗標 flag1 作為 flag。至於選擇感應電動勢方面，偵測目前的六橋開 關輸出旗標 flag 為何，以便選擇相對應的未激發相訊號。

5.1.7 六橋輸出與脈波寬度調變模組

六橋輸出與脈波寬度調變模組方塊圖如圖 5.15 所示，其模組功能主要為依據 六橋開關輸出旗標選擇正確的六橋開關訊號，以及實現脈波寬度調變輸出。其腳 位說明如表 5.7 所示。 圖 5.15: 六橋輸出與脈波寬度調變模組 表5.7: 六橋輸出與脈波寬度調變模組腳位說明 腳位名稱 屬性 位元數 腳位說明 clk Input 1 bit 模組時脈，20ns。

flag Input 4 bit 外部系統重致訊號，當reset=0 時，系統重致。 dead_out Input 1 bit 會產生零交越點的區域訊號。

closed_en Input 1 bit 閉迴路模組致能訊號。 cv Input 14 bit 電壓控制訊號。

第五章 晶片功能模組設計與模擬驗證 表5.8: 六橋輸出旗標與六橋開關訊號對應表 six_out flag 1 r T Tr₂ T r3 Tr4 T r5 T r6 電流導通方向 0000 0 0 1 0 0 1 v → w 0001 0 1 1 0 0 0 v → u 0010 0 1 0 0 1 0 w → u 0011 0 0 0 1 1 0 w → v 0100 1 0 0 1 0 0 u → v 0101 1 0 0 0 0 1 u → w 1000 1 0 0 1 1 0 u , w → v 1001 1 0 0 1 0 1 u → v , w 1010 1 0 1 0 0 1 u , v → w 1011 0 1 1 0 0 1 v → u , w 1100 0 1 1 0 1 0 v , w → u 1101 0 1 0 1 1 0 w → u , v 當 clk 正緣觸發時，則開始依據現在的 flag 值輸出適當的六橋開關切換訊號 six_out 給外部的六個電晶體開關，flag 值所對應的六橋開關切換訊號如表 5.8 所 示，其中 Tr₁ ~Tr₆ 分別為馬達 u 相上下橋、v 相上下橋與 w 相上下橋之開關訊號。 因為外部電路所使用的上橋開關為 PMOS ，但因為有加電晶體當反相器，所以當 給予的訊號為 0 時代表關閉此開關，而下橋開關為使用 NMOS ，當給予的訊號為 0 時也代表關閉此開關。 而實現脈波寬度調變 PWM 部分如圖 5.16(a) 所示，將模組接受到的速度控制 命令 cv 與利用計數器實現的三角載波做比較，則可以得到我們所想到的 PWM 訊 號。如5.16(b)，由於 PWM 訊號在偵測零交越點時會造成雜訊，所以必須偵測是否 在要產生零交越點產生的區域 (dead_out=0)，若是的話則將 PWM 的 duty cycle 設 定為1，也就是將 PWM 輸出訊號 pwm_con 設定為高準位。若是馬達還在定位與開 迴路程序時，也不做速度控制，將 PWM 輸出訊號 pwm_con 設定為高準位。若 dead_out=0 且在閉迴路程序時，則將圖 5.16(a) 所得的 PWM 訊號傳送給 pwm_con 輸出訊號。

第五章 晶片功能模組設計與模擬驗證 圖 5.16: 脈波寬度調變流程圖

5.1.8 轉速計算模組

轉速計算模組方塊圖圖 5.17所示，其模組功能為依據轉速產生訊號 FG_c 的週 期來計算馬達目前的轉動速度。其腳位說明如表 5.9 所示。 圖 5.17: 轉速計算模組

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表5.9: 轉速計算模組腳位說明

腳位名稱 屬性 位元數 腳位說明

clk_4 Input 1 bit 模組時脈，2.56 sμ 。

restart Input 1 bit 系統重致訊號，當外部重致訊號low 或產生 error 訊號時，系統重致。

FG_c Input 1 bit 轉速產生訊號。轉速產生訊號。 closed_en Input 1 bit 閉迴路模組致能訊號。

rpm Input 14 bit 經計算的馬達轉速，rpm=39062500/qfout。