K頻帶互補式金氧半功率放大器設計
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(2) K 頻帶互補式金氧半功率放大器設計 學生：劉家凱. 指導教授：蔡政翰 博士 國立臺灣師範大學電機工程學系碩士班. 摘. 要. 第一個電路為變壓器功率結合技術之 K 頻帶功率放大器，採用半圈變壓器 (Half-turn Transformer)實現功率結合與阻抗轉換以達到節省面積，量測結果在 23.5 GHz 時，增益為 12 dB，飽和輸出功率(Psat )為 22.5 dBm，1dB 增益壓縮輸出 功率(OP1dB )為 18.1 dBm，最高功率輔助效率(PAE)為 21.8%，晶片佈局面積為 0.29 mm2 。 第二個電路為變壓器電流結合技術之 K 頻帶功率放大器，延續第一個設計之 功率放大器，運用變壓器電流結合技術(Current Combining Transformer)來提升輸 出功率，將功率放大單元直接並聯在進行匹配，而為了要提高增益，採用兩級功 率放大器進行設計，量測結果在 23 GHz 時，增益為 19.5 dB，飽和輸出功率(Psat ) 為 24.9 dBm，1 dB 增益壓縮輸出功率(OP1dB )為 20.6 dBm，最高功率輔助效率(PAE) 為 17.0%，晶片佈局面積為 0.97 mm2 。. 關鍵字: K 頻段、功率放大器、變壓器、互補式金屬氧化半導體、功率合成技術 i.
(3) ii.
(4) Design of K-band CMOS Power Amplifiers Student：Chia-Kai Liu. Advisor：Dr. Jeng-Han Tsai. Department of Electrical Engineering National Taiwan Normal University. ABSTRACT. The first circuit is K-band power amplifier with transformer combining technique which uses half-turn transformer to implement power combining and impedance transformations, and to reduce size of chip. The PA achieves measured small-signal gain (S21 ) of 12 dB and maximum saturation output power (Psat ) of 22.5 dBm, the measured output 1-dB compression point (OP1dB ) of 18.1 dBm and peak power-added efficiency (PAE) is 21.8 % at 23.5 GHz. The chip area is 0.29 mm2 . Recall that in first design, the second circuit is power amplifier using current combining transformer technique to increase output power. In order to reach higher gain, this thesis use 2-stage power amplifier design. The PA achieves measured S21 of 19.5 dB and Psat of 24.9 dBm, the OP1dB of 20.6 dBm and PAE of 17 % at 23 GHz. The chip area including is 0.97 mm2 .. Keywords : K-band、power amplifier、transformer、CMOS、power combining techniques iii.
(5) iv.
(6) 誌謝. 兩年的碩士生時間生涯即將結束了，首先要感謝我的指導教授蔡政翰教授， 謝謝老師在我剛進實驗室時，對射頻領域不熟悉，還耐心的指導，在我設計電路 有問題的時候也給予建議和經驗分享，讓我對射頻領域的知識有更進一步的提升。 再來要感謝中央大學張鴻埜教授和台灣大學林坤佑教授，雖然口試表現得不是很 好，但兩位口試委員還是給予詳細的意見與探討，讓論文的內容可以更加的完 整。 感謝 RFIC Lab 已畢業的鍾懿威學長、周健平學長、趙家祥學長、王人緯學長、 黃紹緯學長、歐陽弘文學長、張瑞安學長，耐心的教導和分享射頻電路的相關知 識和設計電路的經驗，讓我有更進一步的提升。以及感謝一起去歐洲冒險的同學 黃望龍和 PLL 天王郭大帥，在碩班兩年的時間一起修課一起討論一起生活。感謝 學弟許敬易、林政言、謝澤毅、林宇恆、黃絹容、林武璇、林佳龍、歐哲緯、李 志恩，以及所有待過 Lab 515 的馬瑜傑學長、張欽德學長、楊秉羲學長、郭紹偉 學長、侯冠宇、千王鍾宜燁、陳俊忠、吳明順、林沂樺、林偉良、劉三賢、蕭群 逸、曾煒崴、林聖淇、邱宣策、王開、賴彥伯、洪聖偉，還有常常來 Lab 515 的 ESD 哥張榮堃、宋旻翰，帶給 Lab 515 活力和歡樂。感謝同學施哲揚、莊智凱、 蔡昀芳、徐子民一起度過兩年的碩班生活。感謝所有系籃學弟，讓我有機會可以 去那邊跑跑跳跳。還要感謝以前公司同事，隨然很多人都在不同地方了，但是還 是會常常聚一聚，一起吃飯一起出去玩，讓我碩班的生活增添歡樂。感謝系辦的 鄭琇文學姐幫我們處理報帳和薪水的事情，蘇婷節助教在研究所期間課程和畢業 相關的協助，以及葉嘉安學長在電子學實驗課的幫助。 最後要感謝我的父母親，感謝他們的支持與鼓勵，讓我能順利完成碩士班學 位。 v.
(7) 劉家凱 2015/08/24 科技與工程學院 515 實驗室. vi.
(8) 目 錄 摘. 要 .......................................................................................................................... i. ABSTRACT ................................................................................................................... iii 誌謝 ................................................................................................................................. v 目 錄 ............................................................................................................................. vii 圖 目 錄 ........................................................................................................................ xi 表 目 錄 ..................................................................................................................... xvii 第一章 緒論 ...................................................................................................................1 1.1. 研究背景與動機 .............................................................................................1. 1.2. 文獻探討 .........................................................................................................2. 1.3. 研究成果 .........................................................................................................4. 1.4. 論文架構 .........................................................................................................4. 第二章 功率放大器之介紹 ...........................................................................................7 2.1. 概述 .................................................................................................................7. 2.2. 功率放大器之重要參數 .................................................................................8 2.2.1. 功率(Power) .........................................................................................8. 2.2.2. 效率(Efficiency) ...................................................................................9. 2.2.3. 線性度(Linearity) .................................................................................9. 2.3 功率放大器種類 .............................................................................................15 2.3.1 A 類(Class A)功率放大器 .................................................................16 2.3.2 B 類(Class B)功率放大器 ..................................................................17 2.3.3 AB 類(Class AB)功率放大器 ............................................................18 2.3.4 C 類(Class C)功率放大器 ..................................................................19 第三章. Half-turn 變壓器功率結合技術之 K 頻帶功率放大器 ..............................21 vii.
(9) 3.1 簡介 .................................................................................................................21 3.2 變壓器功率結合技術之 K 頻帶功率放大器設計 ........................................22 3.2.1 偏壓分析與選擇 ...................................................................................22 3.2.2 組態選擇 ...............................................................................................24 3.2.3 電晶體元件尺寸分析及選擇 ...............................................................25 3.2.4. 變壓器原理 ........................................................................................28. 3.2.5 輸出匹配網路設計 ..............................................................................29 3.2.6 輸入匹配網路設計 ..............................................................................41 3.2.7 旁路電路設計 ......................................................................................47 3.3. 模擬結果 .......................................................................................................49. 3.4 量測結果 .........................................................................................................52 3.5 問題與討論 .....................................................................................................58 3.5.1 相位差問題 ..........................................................................................58 3.6 總結 .................................................................................................................59 第四章. 變壓器電流結合技術之 K 頻帶功率放大器 ..............................................61. 4.1 簡介 .................................................................................................................61 4.2 變壓器電流結合技術之 K 頻帶功率放大器設計 ........................................62 4.2.1 變壓器電流結合技術效率 ..................................................................62 4.2.2 輸出匹配網路設計 ..............................................................................64 4.2.3 級間匹配網路設計 ..............................................................................71 4.3. 模擬結果 .......................................................................................................73. 4.4 量測結果 .........................................................................................................78 4.6 總結 .................................................................................................................84 第五章. 結論 ...............................................................................................................87. 參 考 文 獻 .................................................................................................................89 自傳 ...............................................................................................................................93 viii.
(10) 學術成就 .......................................................................................................................93. ix.
(11) x.
(12) 圖 目 錄 圖 1-1. 論文架構圖 .....................................................................................................5. 圖 2-1. 無線通訊發射器架構圖 .................................................................................7. 圖 2-2. 1dB 增益壓縮點及飽和功率示意圖 .............................................................8. 圖 2-3. 振幅調變特性 ............................................................................................... 11. 圖 2-4. 非線性系統之三階交互調變 .......................................................................12. 圖 2-5. 三階互調截點示意圖 ...................................................................................13. 圖 2-6. 鄰近通道之功率頻譜示意圖 .......................................................................14. 圖 2-7. 誤差向量振幅示意圖 ...................................................................................14. 圖 2-8. A 類功率放大器之導通角度電壓電流波形圖 ...........................................16. 圖 2-9. B 類功率放大器之導通角度電壓電流波形圖 ...........................................17. 圖 2-10. AB 類功率放大器之導通角度電壓電流波形圖 ........................................18. 圖 2-11. C 類功率放大器之導通角度電壓電流波形圖 ...........................................19. 圖 3-1. (a) LC 匹配網路架構圖 (b) 變壓器匹配網路架構圖 ..............................22. 圖 3-2. 24 GHz 之汲極電流及轉導函數圖 .............................................................23. 圖 3-3. 共源極組態之 DC-IV 曲線圖 ......................................................................23. 圖 3-4. (a) 共源極組態 (b) 疊接組態....................................................................24. 圖 3-5. 共源極組態與疊接組態之最大可用增益比較圖 .......................................24. 圖 3-6. 閘極寬度之 MAG/MSG 曲線圖 ..................................................................26. 圖 3-7. 指叉數之 MAG/MSG 曲線圖......................................................................26. 圖 3-8. 疊接組態功率電晶體之最佳輸出功率阻抗點 (Psat @ Pin=20 dBm) .....27. 圖 3-9. 疊接組態功率電晶體之最佳輸出功率阻抗點 (OP1dB @ Pin=6 dBm) ..27. 圖 3-10. 變壓器電路圖 ...............................................................................................28. 圖 3-11. 差動輸入單端輸出之變壓器 .......................................................................29 xi.
(13) 圖 3-12. 變壓器 T 模型匹配軌跡圖 ..........................................................................30. 圖 3-13. 微調後變壓器 T 模型匹配軌跡圖 ..............................................................30. 圖 3-14. 調整變壓器線寬之耦合係數 .......................................................................31. 圖 3-15. 輸出變壓器之 3D 結構圖 ............................................................................31. 圖 3-16. 輸出變壓器模擬的主線圈電感值與品質因素 ...........................................32. 圖 3-17. 輸出變壓器模擬的副線圈電感值與品質因素 ...........................................33. 圖 3-18. 輸出變壓器模擬的耦合係數 .......................................................................33. 圖 3-19. 1:n 變壓器磁耦合效應的等效模型-T 型等效模型(T-section model) .......34. 圖 3-20. k=0.6 時不同Qp與Qs之效率比較圖 ...........................................................35. 圖 3-21. k=0.8 時不同Qp與Qs之效率比較圖 ...........................................................35. 圖 3-22. k=0.4 時不同Qp與Qs之效率比較圖 ...........................................................36. 圖 3-23. k=1.0 時不同Qp與Qs之效率比較圖 ...........................................................36. 圖 3-24. 輸出變壓器模擬的效率 ...............................................................................37. 圖 3-25. 輸出變壓器之效率方程式與模擬比較圖 ...................................................37. 圖 3-26. 變壓器主線圈之相位差 ...............................................................................38. 圖 3-27. 變壓器主線圈之振幅差 ...............................................................................39. 圖 3-28. 輸出變壓器之負載拉移模擬圖 ...................................................................39. 圖 3-29. 輸出變壓器加入電容後之負載拉移模擬圖 ...............................................40. 圖 3-30. 加電容後之輸出變壓器 3D 結構圖 ............................................................40. 圖 3-31. 加電容後之輸出變壓器 3D 結構圖 ............................................................41. 圖 3-32. 輸入變壓器之 3D 結構圖 ............................................................................42. 圖 3-33. 輸入變壓器模擬之主線圈電感值與品質因素 ...........................................43. 圖 3-34. 輸入變壓器模擬之副線圈電感值與品質因素 ...........................................44. 圖 3-35. 輸入變壓器模擬的耦合係數 .......................................................................44. 圖 3-36. 輸入變壓器模擬的效率 ...............................................................................45. 圖 3-37. 輸入變壓器之效率方程式與模擬比較圖 ...................................................45 xii.
(14) 圖 3-38. 輸入變壓器之模擬阻抗圖 ...........................................................................46. 圖 3-39. 加電容後輸入變壓器之模擬阻抗圖 ...........................................................46. 圖 3-40. 加電容後之輸入變壓器 3D 結構圖 ............................................................47. 圖 3-41. 旁路電路設計圖 ...........................................................................................47. 圖 3-42. 偏壓電路之阻抗圖 .......................................................................................48. 圖 3-43. 偏壓電路之史密斯圖(Smith chart) .............................................................48. 圖 3-44. 偏壓電路之隔離度圖 ...................................................................................49. 圖 3-46. 功率放大器 S 參數模擬結果.......................................................................50. 圖 3-47. 功率放大器功率特性模擬結果 ...................................................................51. 圖 3-48. 功率放大器動態電流之模擬結果 ...............................................................51. 圖 3-49. K 頻帶功率放大器晶片佈局圖 ...................................................................52. 圖 3-50. K 頻帶功率放大器晶片微影圖 ...................................................................52. 圖 3-51. 供應電壓 3.6 V 時，功率放大器 S-參數量測與模擬之比較圖 ...............54. 圖 3-52. 供應電壓 3.6 V 時，功率放大器功率特性量測與模擬之比較圖 ............54. 圖 3-53. 供應電壓 3.6 V 時，功率放大器動態電流量測與模擬之比較圖 ............55. 圖 3-54. 供應電壓 3.6 V 時，功率放大器對應頻率之Psat及OP1dB .....................55. 圖 3-55. 供應電壓 3.3 V 時，功率放大器 S-參數量測與模擬之比較圖 ...............56. 圖 3-56. 供應電壓 3.3 V 時，功率放大器功率特性量測與模擬之比較圖 ............57. 圖 3-57. 供應電壓 3.3 V 時，功率放大器動態電流量測與模擬之比較圖 ............57. 圖 3-58. 變壓器功率放大器相位示意圖 ...................................................................58. 圖 3-59. 變壓器對稱性變差後之 S 參數之比較圖 ..................................................58. 圖 3-60. 變壓器對稱性變差後之功率特性之比較圖 ...............................................59. 圖 4-1. 變壓器電流結合技術架構圖 .......................................................................62. 圖 4-2. 輸出匹配網路軌跡圖 ...................................................................................64. 圖 4-3. 輸出變壓器之效率圖 ...................................................................................65. 圖 4-4. L 與 MN 之效率圖 .......................................................................................66 xiii.
(15) 圖 4-5. 整體輸出匹配網路之效率圖 .......................................................................66. 圖 4-6. 整體輸出匹配網路之效率方程式與模擬比較圖 .......................................67. 圖 4-7. 整體輸出匹配網路之架構圖 .......................................................................68. 圖 4-8. 變壓器之相位圖 ...........................................................................................69. 圖 4-9. 變壓器之振幅圖 ...........................................................................................69. 圖 4-10. 變壓器之相位不平衡圖 ...............................................................................70. 圖 4-11. 變壓器之振幅不平衡圖 ...............................................................................70. 圖 4-12. 輸出匹配網路 3D 結構圖 ............................................................................71. 圖 4-13. 輸出匹配網路軌跡圖 ...................................................................................72. 圖 4-14. 整體級間匹配網路之架構圖 .......................................................................72. 圖 4-15. 級間傳輸線 3D 結構圖 ................................................................................73. 圖 4-16. 變壓器電流結合之功率放大器整體電路架構圖 .......................................73. 圖 4-17. 整個功率放大器帶入負載拉移模擬之結果 ...............................................74. 圖 4-18. 功率放大器 S 參數模擬結果.......................................................................75. 圖 4-19. 功率放大器功率特性模擬結果 ...................................................................75. 圖 4-20. 功率放大器動態電流之模擬結果 ...............................................................76. 圖 4-21. K 頻帶功率放大器晶片佈局圖 ...................................................................76. 圖 4-22. 級間穩定度分析示意圖 ...............................................................................77. 圖 4-23. 第一級與第二級間穩定圓模擬 ...................................................................77. 圖 4-24. K 頻帶功率放大器晶片微影圖 ...................................................................78. 圖 4-25. 供應電壓 3.6 V 時，功率放大器 S-參數量測與模擬之比較圖 ...............79. 圖 4-26. 供應電壓 3.6 V 時，功率放大器功率特性量測與模擬之比較圖 ............80. 圖 4-27. 供應電壓 3.6 V 時，功率放大器 IP3 量測結果 ........................................80. 圖 4-28. 供應電壓 3.6 V 時，功率放大器動態電流量測與模擬之比較圖 ............81. 圖 4-29. 供應電壓 3.6 V 時，功率放大器對應頻率之Psat及OP1dB .....................81. 圖 4-30. 供應電壓 3.3 V 時，功率放大器 S-參數量測與模擬之比較圖 ...............82 xiv.
(16) 圖 4-31. 供應電壓 3.3 V 時，功率放大器功率特性量測與模擬之比較圖 ............83. 圖 4-32. 供應電壓 3.3 V 時，功率放大器動態電流量測與模擬之比較圖 ............83. xv.
(17) xvi.
(18) 表 目 錄 表 1-1. 功率放大器比較表 ...........................................................................................3. 表 3-1. 輸出變壓器特性表 .........................................................................................32. 表 3-2. 加電容調整前和調整後之相位差與振幅差 .................................................38. 表 3-3. 輸入變壓器特性表 .........................................................................................43. 表 3-4. K 頻帶功率放大器元件參數 .........................................................................50. 表 3-5. 量測使用儀器設備表 .....................................................................................53. 表 3-6. 功率放大器模擬與量測比較表 .....................................................................56. 表 3-7. K 頻帶功率放大器比較表 .............................................................................60. 表 4-1. 輸出匹配網路特性表 .....................................................................................67. 表 4-2. 輸出結合匹配網路元件參數 .........................................................................74. 表 4-3. 量測使用儀器設備表 .....................................................................................78. 表 4-4. 功率放大器模擬與量測比較表 .....................................................................82. 表 4-7. K 頻帶功率放大器比較表 .............................................................................85. xvii.
(19) xviii.
(20) 第一章 緒論. 1.1 研究背景與動機 近幾年，隨著無線通訊迅速的發展， 它已成為日常生活中不可或缺的一部 分，而 K 頻帶有應用在車用雷達系統頻段，歐盟為 21.55~26.75 GHz，美國為 22~29 GHz，另外 K 頻帶還應用在工業、科學、醫療頻帶(ISM band)、無線電天文學 (18.2~25.2 GHz)、衛星間的連結、地球探測衛星，未來第五代行動通訊有可能會 發展在此頻帶。 對於無線收發器來說，功率放大器扮演著重要的角色，它會直接影響訊號涵 蓋的範圍和訊號的品質，以往為了達高輸出功率與高效率，設計上會以砷化鎵 (GaAs)製程為主，由於砷化鎵製程有不錯的電路特性且操作頻率較高，由於成本 較高，良率不佳，且不易於系統整合。然而 CMOS 製程有著低成本及系統晶片整 合的優點，像現在的無線通訊裝置越做越小，CMOS 晶片整合可能會成為未來新 的趨勢，而如何在低功率消耗下能有較佳的電路特性為 CMOS 射頻積體電路的一 大挑戰。因此，本論文所設計的射頻接收器前端電路皆採用 CMOS 製程來實現。. 1.
(21) 1.2 文獻探討 如上一節所述，互補式金氧半導體製程(CMOS process)的優勢，使得功率放 大器逐漸朝 CMOS 發展，亦有許多 CMOS 功率放大器的設計被提出[1]-[6]，如表 1-1。由於製程限制，單一功率電晶體之輸出功率有限[1]-[3]，為了提升輸出功率， 有一些功率結合技術相繼被提出，最簡單的方式為直接結合(Direct combine)技術 [4][5]，直接將功率電晶體元件並聯結合，再進行輸出匹配；另外還有直接並聯功 率放大單元的電流結合技術[6]。 由於並聯有功率電晶體元件或功率放大單元會有低阻抗的限制，因此邊壓器 結合(Transformer Combine)技術也是另一種較常使用的功率結合技術[7][8]，藉由 變壓器達到功率結合，並且同時進行阻抗轉換完成匹配。 為了要再進一步提升變壓器功率放大器之輸出功率，主要有兩種方式，分別 為電壓結合(Voltage Combine) 和電流結合(Current Combine)，電壓結合技術亦稱 為串聯結合變壓器 (Series Combining Transformer, SCT)技術[9]，藉由堆疊變壓器 來累積每一功率放大單元之電壓來提升輸出功率；而電流結合技術又分為兩種， 並聯結合變壓器(Parallel Combining Transformer, PCT)技術和變壓器電流結合 (Current Combining Transformer, CCT)技術[10]，並聯結合變壓器技術是藉由堆疊 變壓器來累積每一功率放大單元之電流來提升輸出功率；變壓器電流結合技術為 直接並聯變壓器之功率放大器，結合每一變壓器之功率放大器的電流，進而提升 輸出功率，是一種簡單的功率結合技術。還有並串聯結合變壓器(Parallel -Series Combining Transformer, PSCT)[10]，藉由堆疊變壓器來累積每一功率放大單元之 電流和電壓來提升輸出功率。 另外還有堆疊組態(Stacked)[11]，藉由堆疊電晶體來提升 CMOS 的崩潰電壓， 同時可以提高功率電晶體元件阻抗，縮短匹配路徑。. 2.
(22) 表 1-1. Ref.. Process. 功率放大器比較表 Chip. Freq.. Gain. OP1dB. 𝐕𝐃𝐃. Psat. PAE. (GHz). (dB). (dBm). (V). (dBm). (%). 2-stages, Cascode. 24. 18.8. 13.3. 3.6. 19.1. 15.6. 0.325. 2-stages, Cascode. 24. 16.2. 13.6. 3.0. 17.5. 22.5. 0.83. 2-stages, Cascode. 24. 19. 15.7. 3.6. 19. 24.7. 0.375. 22. 16.3. 14.3. 3.6. 16.8. 10.7. 0.33. 24. 8. 20. 3.6. 22. 20. 0.42. 18-23. 22.5. 16.2. 3.6. 20.1. 9.3. 0.79. 19. 22. 19. 2.4. 23.8. 25.1. 0.96. 21. 26.9. 18.5. 2.4. 20.4. 13.3. 0.74. 24. 15. 17. 3.6. 23.5. 12. 0.51. 23.5. 10.2. 23.9. 2.4. 26.1. 19.3. 0.64. 18. 6. 22.5. 7.2. 26.1. 11. 0.40. Topology. Size (𝐦𝐦𝟐 ). 0.18-μm [1] CMOS 0.18-μm [2] CMOS 0.18-μm [3] CMOS. 0.18-μm [4]. 2-stages, Direct combine,. CMOS Cascode*2 0.18-μm. Direct combine,. CMOS. Cascode*4. [5]. 0.18-μm [6]. 3-stages Cascode,. CMOS Current combine 65-nm. 2-stages, Cascode. CMOS. +Transformer. 90-nm. 2-stages, Cascode. CMOS. +transformer. 0.18-μm. 2-stages, Cascode. CMOS. +SCT. 65-nm. 1-stages, Cascode. CMOS. +4-way CCT. [7]. [8]. [9]. [10]. 65-nm [11]. CMOS. Stacked SOI FET. SOI. 3.
(23) 1.3 研究成果 本論文提出兩個應用於 K 頻帶的功率放大器，採用不同的功率結合技術，晶 片使用標準 0.18 μm CMOS 製程，並透過國家晶片中心(CIC)協助所有晶片的下線 驗證其特性。 第一個電路為變壓器功率結合技術之 K 頻帶功率放大器，採用半圈變壓器 (Half-turn Transformer)實現功率結合與阻抗轉換以達到節省面積，晶片佈局面積 為 0.29 mm2 ，功率消耗為 182.4 mW，量測結果在 23.5GHz 時，增益為 12 dB， 飽和輸出功率(Psat )為 22.5 dBm，1dB 增益壓縮輸出功率(OP1dB )為 18.1 dBm，最 高功率輔助效率(PAE)為 21.8%。 第二個電路為變壓器電流結合技術之 K 頻帶功率放大器，將前一章設計的功 率放大器運用變壓器電流結合技術(Current Combine Transformer)來提升輸出功率， 將功率放大單元直接並聯在進行匹配，而為了要提高增益，採用兩級功率放大器 進行設計，晶片佈局面積為 0.97 mm2 ，功率消耗為 1.2 W，量測結果在 23GHz 時，增益為 19.5 dB，飽和輸出功率(Psat )為 24.9 dBm，1 dB 增益壓縮輸出功率(OP1dB ) 為 20.6 dBm，最高功率輔助效率(PAE)為 17.0 %。 本論文結合兩種功率結合技術，提升了 K 頻帶的輸出功率，首先使用變壓器 功率結合技術實現功率電晶體元件之功率結合，在 K 頻帶以較小的晶片尺寸達到 不錯的輸出功率，再來為了要提升變壓器結合之功率放大器的輸出功率，使用了 變壓器電流結合技術，進一步提升輸出功率。. 1.4 論文架構 本論文總共分成五個章節，針對功率放大器進行電路晶片設計與實現，圖 1-2 為論文架構圖，第一章為緒論，介紹研究背景與動機還有文獻探討。第二章為介 紹功率放大器在無線通訊發射器中的定位及設計功率放大器時該考量的重要參 數，亦會分析不同偏壓狀態選擇的放大模式功率放大器種類，第三章和第四章為 本論文兩個電路設計與實現，第五章對第三、四章所設計電路之歸納與總結。 4.
(24) 第一章 緒論. 第二章 功率放大器之介紹. 第三章 變壓器功率結合技術之K頻帶功率放大器. 第四章 變壓器電流結合技術之K頻帶功率放大器. 第五章 結論. 圖 1-1. 論文架構圖. 5.
(25) 6.
(26) 第二章 功率放大器之介紹. 本章節將介紹功率放大器的應用，和設計時需要考量的一些重要參數，包含 功率(Power)、增益(Gain)、效率(Efficiency)及線性度(Linearity)，最後則會分析不 同偏壓下放大器的重類。. 2.1 概述 功率放大器(Power Amplifier)在無線通訊發射器中是一個相當重要的元件，連 接於混頻器(Mixer)及天線(Antenna)之間，如圖 2-1 所示，由於功率放大器是將混 頻器提供的訊號放大，傳遞一個有特定線性度的放大訊號給天線，所以線性度必 須被考慮，此外，功率放大器通常為整體發射器系統中消耗大部分直流功率，所 以功率放大器的效率決定發射器系統的效率，故效率(Efficiency)也必須被考量。. RF Up mixer. Antenna. Baseband. PA. Local Oscillator 圖 2-1 無線通訊發射器架構圖. 7.
(27) 2.2 功率放大器之重要參數 功率放大器有四個重要的設計考量，分別是增益、功率、效率及線性度，本 節將介紹這些重要參數。. 2.2.1 功率(Power) A. 1dB 增益壓縮點(1-dB compression point, P1𝑑𝐵 ) 當放大器的輸出功率逐漸增加時，由於非線性效應的產生造成增益被壓縮， 導致增益隨之下降，為了明確定義放大器的線性範圍，如圖 2-2 所示，當增益與 線性增益降低 1dB 時，為 1dB 增益壓縮點(P1dB )，而此時的輸出功率為 1dB 增益 壓縮輸出功率(OP1dB )，輸入功率為 1dB 增益壓縮輸入功率(IP1dB )。 B. 飽和功率(Saturation power, Psat ) 過了 1dB 增益壓縮點後，增益持續的被壓縮，當輸出功率趨近於飽和時， 此 時的輸出功率即定義為飽和輸出功率(Psat )，如圖 2-2 所示。. Pout (dBm) Psat OP1dB. 1dB. P1dB. IP1dB. Pin (dBm). 圖 2-2 1dB 增益壓縮點及飽和功率示意圖. 8.
(28) 2.2.2 效率(Efficiency) 在發射器系統中，功率放大器消耗了大部分的直流功率，然而，對於設計功 率放大器常常需要在效率和線性度之間做出取捨，例如：偏壓操作在 A 類(Class A) 的功率放大器有較佳的線性度，但效率較差，反之，偏壓操作在 B 類(Class B)的 功率放大器有著較佳的效率，但線性度較差，所以要同時達到好的效率和線性度 是相當困難的。 A. 汲極效率(Drain efficiency, η) 汲極效率的定義為輸出功率(output power, Pout )與直流消耗功率(DC power consumption, PDC )的比值，如式(2-1) 。. η=. Pout PDC. (2-1). B. 功率輔助效率(Power-added-efficiency, PAE) 功率輔助效率的定義為功率增益(power gain)與直流消耗功率的比例，如式 (2-2) 。. PAE=. Pout −Pin PDC. (2-2). 汲極效率與功率輔助效率之間的差異在於輸入功率，汲極效率為直流消耗功 率能轉換多少輸出功率；而功率輔助效率為直流消耗功率能轉換多少功率增益， 而要評估功率放大器的效率，功率輔助效率是一個較佳的選擇。. 2.2.3 線性度(Linearity) 功率放大器通常是操作於大訊號，產生的非線性效應會影響輸出功率，造成 輸出訊號失真，造成發射器無法傳輸正確的訊號，故線性度對功率放大器來說是 一個重要的指標。 A. 振幅調變特性(AM-AM characteristic) 振幅調變特性描述著輸出訊號振幅與輸入訊號振幅之間的關係。在一個線性 系統中，輸出訊號振幅與輸入訊號振幅的比例會為一個常數，但是在非線性系統 9.
(29) 中便非如此，為了簡化非線性系統的行為，我們假定非線性系統是無記憶和不時 變，並使用三接近似的冪級數來表示此非線性模型，如式(2-3)所示。 y(t) ≈ k1 ∙ x(t) + k 2 ∙ x 2 (t) + k 3 ∙ x 3 (t). (2-3). y(t)為輸出電壓，𝑥 (𝑡 )為輸入電壓，𝑘i 代表個冪次的係數。 當輸入一個弦波訊號 x(t) = A cos ωt. (2-4). 將式(2-4)代入式(2-3)後，輸出訊號為 y(t) = k1 Acos ωt + k 2 A2 cos2 ωt + k 3 A3 cos3 ωt. (2-5). 重新整理後得到 y(t) = k1 Acos ωt + y (t ) =. k2 A2 2. k2 A2. + (k1 A +. 2. (1 + cos 2ωt) +. 3k3 A3 4. ) cos ωt +. k3 A3. k2 A2 2. 4. (3cos ωt + cos 3ωt). cos 2ωt +. k3 A3 4. cos 3ωt. (2-6) (2-7). 從式(2-7)，定義基頻(fundamental, ω)增益為輸出訊號之基頻項係數除以輸入訊號 之係數，表示如下 Gain =. (k1 A+. 3k3 A3 ) 4. A. = k1 +. 3k3 A2 4. (2-8). 從式(2-8)得知，當輸入訊號很小時，增益由係數𝑘1 決定，增益是線性的；當輸入 訊號越來越大時，𝐴2 會大到無法被忽略，而係數𝑘3 通常是負值，故增益被壓縮。. 10.
(30) Pout (dBm) Psat OP1dB Gain. 1dB. P1dB. Pin (dBm). IP1dB 圖 2-3. 振幅調變特性. B. 相位調變特性(AM-PM characteristic) 相位的非線性效應也是會造成輸出訊號的失真，而在輸出功率較小時， 相位偏移為一個常數，但當輸出功率變大時，相位位移會以函數的方式變化。 C. 三階交互調變失真(Third-order intermodulation distortion, IMD3) 當雙頻(two-tone) 訊號進入一個非線性系統，輸出訊號會產生雙頻訊號的混 頻，這種現象稱作交互調變(intermodulation, IM)，輸入隻雙頻訊號為 x(t) = A1 cos ω1 t + A2 cos ω2 t. (2-9). 由式(2-3)得知，輸出訊號為 y(t) = k1 (A1 cos ω1 t + A2 cos ω2 t) + k 2 (A1 cos ω1 t + A2 cos ω2 t)2 +k 3 (A1 cos ω1 t + A2 cos ω2 t)3. (2-10). 展開式(2-10)，得到以下交互調變 ω = ω1 ± ω2 ：k1 A1 A2 cos(ω1 + ω2 ) t + k 2 A1 A2 cos(ω1 − ω2 ) t ω = 2ω1 ± ω2 ： ω = 2ω2 ± ω1 ：. 3k3 A21 A2 4 3k3 A1 A22 4. cos(2ω1 + ω2 ) t + cos(2ω2 + ω1 ) t + 11. 3k3 A21 A2 4 3k3 A1 A22 4. (2-11). cos(2ω1 − ω2 ) t. (2-12). cos(2ω2 − ω1 ) t. (2-13).
(31) 其基頻為 3 3 ω = ω1 , ω2 ：(k1 A1 + k 3 A31 + k 3 A1 A22 )cos ω1 t 4 2 3. 3. 4. 2. +(k1 A2 + k 3 A32 + k 3 A2 A21 )cos ω2 t. (2-14). 而最重要的在2ω1 + ω2 和2ω2 + ω1 的三階交互調變項，這兩個訊號非常接近基頻 訊號，如圖 2-4 所示。. ω1 ω2. ω1 ω2. Nonlinaer System 2ω1-ω2 2ω2-ω1 圖 2-4. 非線性系統之三階交互調變. 通常雙頻測試時，兩個訊號的振幅是相同的，因此A1 = A2 = A，三階交互調變失 真(third-order intermodulation distortion, IMD3)為輸出之三階交互調變振幅與基頻 振幅的比值，表示如下 IMD3 = P. PIM3. fumdamental. =. P(2ω1 − ω2 ) Pω1. =. P(2ω2 − ω1 ) Pω2. =. 3 k A3 4 3. k1 A. =. 3k3 A2 4k1. (2-15). IMD3 越小越好，表示三階交互調變訊號比基頻訊號低，有較好的線性度。 D. 三階互調截點(Third-order intercept point , IP3) 在雙頻測試中，三階互調截點(Third-order intercept point, IP3) 為輸出之基頻 功率與三階交互調變功率之延伸交會點，如圖 2-5 所示，此交會點意謂在一個特 定的輸入功率下，輸出基頻之功率與三階交互調變之功率相等，如式(2-16)所示 3. |k1 |AIP3 = |k 3 |A3IP3 4. (2-16). AIP3 是輸入雙頻訊號在三階互調截點時之振幅，此時對應到的輸入功率為輸入三 階互調截點功率(IIP3)，輸出功率為輸出三階互調截點功率(OIP3)，亦可表示成 3 k. IIP3 = AIP3 = √ | 1| 4 k3. 12. (2-17).
(32) 3 k3. OIP3 = k1 AIP3 = √ | 1 |. (2-18). 4 k3. Pout (dBm) IP3. OIP3. ω1. Psat. 1 3. 1. 2ω1 -ω2. 1. IIP3. Pin (dBm). 圖 2-5 三階互調截點示意圖 E. 鄰近通道功率比(Adjacent channel power ratio, ACPR) 鄰近通道功率比為鄰近頻帶(adjacent frequency channel)之積分功率與我們所 需要之頻帶(desired channel)積分功率的比值，為評估一系統功率干擾到鄰近頻帶 功率的程度指標。而整體的鄰近通道功率比(total adjacent channel power ratio, ACPR T )，表示如下 ACPR T =. PLA +PUA Po. ω. =. ω. ∫ω L2 So (ω)dω+∫ω U2 So (ω)dω L1. ω. U1. ∫ω M2 So (ω)dω. (2-19). M1. Po 為所需頻道之積分功率，PUA 和PLA 分別為高於(upper)與低於(lower)所需頻道之 積分功率，如圖 2-6 所示。如果要分別考慮高於所需頻道之鄰近通道功率比(ACPR U ) 或低於所需頻道之鄰近通道功率比(ACPR L )時，表示如下 ACPR U =. PUA Po. ω. =. ∫ω U2 So (ω)dω U1 ω. ∫ω M2 So (ω)dω. (2-20). M1. 及 ACPR L =. PUA Po. ω. =. ∫ω L2 So (ω)dω L1 ω. ∫ω M2 So (ω)dω M1. 13. (2-21).
(33) Power PLA. ωL. P0. ωL ωM. 1. 2. PUA. ωM ωU. 1. 2. 1. ωU. 2. ω. 圖 2-6 鄰近通道之功率頻譜示意圖 F.. 誤差向量振幅(Error vector magnitude, EVM) 調變訊號(modulated signal)經由發射器發射或接收器接收都會有理想位置. (ideal location)的星座點(constellation point)，然而，由於訊號調變不完美或是系統 非線性的因素，造成星座點偏移的現象，於是定義誤差向量振幅(Error vector magnitude, EVM)為量測實際訊號與理想訊號在星座圖上之間的誤差，如圖 3-7 所 示。. Q Error vector Measured signal. Ideal signal. I 圖 2-7 誤差向量振幅示意圖 14.
(34) 2.3 功率放大器種類 依據不同功率電晶體應用觀點的分析，以弦波輸入為基準波形，在各種不同 的偏壓狀態下依輸出電流導通角的大小，會有不同種類的功率放大器類型：依電 晶體功率操作模式下又可區分為兩大類：放大模式功率放大器(Amplification Mode Amplifiers)與切換模式功率放大器(Switch Mode Amplifiers)兩種類別，放大 模式的電晶體以電流源(Current Source)的方式工作，而切換模式則以開關的方式 工作。 在各種不同的偏壓方式與輸出功率下，此兩類放大器又各自區分為許多種類 型，放大模式功率放大器其中包含了 A 類、B 類、C 類及 AB 類等，而切換模式 功率放大器則是包含 D 類、E 類、F 類等。. 15.
(35) 2.3.1 A 類(Class A)功率放大器 A 類功率放大器的電晶體，靜態偏壓點操作在飽和區，使電晶體都維持在導 通的狀態，故導通角度 α 為 2π，如圖 3-8 所示，優點為電晶體提供了一個良好的 線性轉導(gm)，使得輸出訊號的失真程度降至最小，但電晶體會持續性的在導通 狀態下，導致功率消耗較大，效率較低，理想上 A 類功率放大器的最高效率僅可 達到 50%。. Vg Vmax VQ. ωt. Vth. Id Imax IQ 0. ωt. π. 圖 2-8. A 類功率放大器之導通角度電壓電流波形圖. 16.
(36) 2.3.2 B 類(Class B)功率放大器 B 類功率放大器電晶體的靜態偏壓點為Vgs = Vth ，將電晶體偏壓操作在截止 區(Cutoff Region)邊緣，如圖 3-9 為 B 類功率放大器之導通角度電壓電流波形圖， 當輸入弦波在正半週時電晶體導通，負半週時電晶體截止，導通角度 α 為 π，於 靜態偏壓點時，電流為零，沒有功率消耗，理想上，效率可達 78.5%，但由於只 有半個週期的導通角度，所以線性度不佳。. Vg Vmax. ωt. VQ=Vth. Id Imax. IQ=0. 圖 2-9. π. ωt 2π. B 類功率放大器之導通角度電壓電流波形圖. 17.
(37) 2.3.3 AB 類(Class AB)功率放大器 圖 3-10 為 AB 類功率放大器之導通角度電壓電流波形圖，AB 類功率放大器 電晶體的靜態偏壓點操作在 A 類與 B 類之間，導通角度 α 為 π~2π，是對線性度 及效率兩者之間所作的取捨，理想上，效率介於 50%到 78.5% 間，其整體電路 的效能也介於 A 類與 B 類之間。通常設計功率放大器時，為了要有不錯的線性 度和效率，會選擇在 AB 類的偏壓。. Vg Vmax. VQ. ωt. Vth. Id Imax. IQ 0. 圖 2-10. π. ωt 2π. AB 類功率放大器之導通角度電壓電流波形圖. 18.
(38) 2.3.4 C 類(Class C)功率放大器 C 類功率放大器電晶體的靜態偏壓點為Vgs < Vth，導通角度 α 低於 π，線性度 差， 如圖 3-11 所示，所以輸出訊號會受到嚴重的失真，但理想上，最高效率可 達到 100%，相對的功率增益(Power Gain)與輸出功率(Output Power)也趨近於零， 使得功率可以傳送的範圍下降，實際上只會剩下 60 %的效率。. Vg Vmax. ωt. Vth VQ. Id Imax. IQ=0. 圖 2-11. π. ωt 2π. C 類功率放大器之導通角度電壓電流波形圖. 19.
(39) 20.
(40) 第三章. Half-turn 變壓器功率結合技術之 K 頻帶功率放 大器. 本章將介紹一個利用變壓器功率結合技術之 K 頻帶功率放大器，本電路使用 標準 0.18 μm CMOS 製程模擬驗證並實現，功率電晶體元件採用疊接組態，使用 變壓器功率結合技術，使用半圈之變壓器，並採用上下耦合(Broadside couple)的 方式，達到節省晶片面積效果，本章節之電路設計步驟包括偏壓選擇、電晶體尺 寸、變壓器功率結合技術之原理與設計等，會被詳細介紹，最後電路模擬與量測 結果將呈現所提出變壓器功率結合技術之可行性，量測結果在供應電壓源為 3.6 V 時，直流功率消耗為 421.2 mW；在 23.5 GHz 時，量測小訊號增益為 12 dB，輸 出飽和功率(Psat )為 22.5 dBm，輸出 1dB 增益壓縮功率(OP1dB )為 18.1dBm，最高 功率附加效率(PAE)為 21.8%，晶片佈局面積為0.46 mm × 0.62 mm。. 3.1 簡介 由於製程技術越來越先進，閘極長度越來越小而降低了電晶體崩潰電壓，限 制住了單顆電晶體輸出功率，因此為了提高輸出功率，功率結合是最常用的技術， 常見的功率結合技術有直接並聯結合(Direct Shunt combine)、Wilkinson 功率結合 器(Wilkinson Power Combiner)、90 度耦合器(90˚ coupler)、變壓器結合(Transformer Combine)等。直接並聯結合在多個功率元件並聯時，會使阻抗越並越小，需要較 大的阻抗轉換，造成匹配網路設計上的困難；Wilkinson 功率結合器會需要用到多 個四分之一波長傳輸線，90 度耦合器也會用到多個耦合器，會增加晶片尺寸； 而變壓器結合在進行差動轉單端(Differential-to-single-ended)的轉換時，可達到功 率元件之功率結合，同時，可藉由本身阻抗轉換的特性來實現輸入與輸出的匹配 網路，在差動訊號操作產生之虛接地(Virtual ground)，可以實現射頻接地，並減 少旁路電容(Bypass Capacitor)的使用，另外直流偏壓可經由變壓器之中心抽頭 21.
(41) (Center tap)給入功率元件中，減少射頻阻扼流圈(RF chokes)和直流阻斷器(DC blocks)之使用，進而簡化功率放大器偏壓電路的設計，如圖 3-1 所示，利用較小 的尺寸達到較高的輸出功率。 RFout VDD VDD LC Matching Network. RFout. (a). (b). 圖 3-1 (a) LC 匹配網路架構圖 (b) 變壓器匹配網路架構圖. 3.2 變壓器功率結合技術之 K 頻帶功率放大器設計 3.2.1 偏壓分析與選擇 功率放大器的設計中，輸出功率(Output Power)、線性度(Linearity)以及效率 (Efficiency)為其中三組重要的考量參數，而偏壓選擇也決定了放大器的種類與特 性，傳統上A類(Class A)放大器有著高線性、高增益及不錯的輸出功率，但效率 較差，而B類(Class B)放大器有著較佳的效率，但線性度及增益較差，如果要維 持不錯的功率增益及效率，功率放大器可選在AB類(Class AB)的偏壓區間。在標 準的0.18-μm CMOS製程中，單顆電晶體的汲極額定電壓在崩潰電壓(Breakdown voltage)與系統給定之考量下為1.8 V，在利用電晶體上的閘源極偏壓(Vgs )來分析 和考量其汲極電流(Drain current, Id ) 及轉導函數(Gm )，圖3-2 為操作頻率在24 GHz 時模擬之汲極電流及轉導函數圖，可以看到偏壓在1.2 V時有最高的Gm，此 偏壓為A類放大器。圖332為24 GHz時共源極組態之DC-IV曲線圖，Vgs 為1.2 V時， R load 為15.6 Ω，電流將有最大擺幅，而本次設計將Vgs 偏壓定為1.0 V，選擇靠近 22.
(42) A類偏壓點的AB類放大器，可以有不錯的線性度及效率。 0.20. Gm Ids. 0.10. . Gm Ids (mA). 0.15. 0.05. 0.00 0.0. 0.2. 0.4. 0.6. 0.8. 1.0. 1.2. 1.4. 1.6. 1.8. VGS (V). 圖 3-2 24 GHz 之汲極電流及轉導函數圖 0.30. VGS=0 VGS=0.6 VGS=1.2 VGS=1.8. 0.25. VGS=0.4 VGS=1.0 VGS=1.6. Load line. Knee voltage. 0.15. . IDS (A). 0.20. VGS=0.2 VGS=0.8 VGS=1.4. 0.10. 0.05. 0.00 0.0. 0.6. 1.2. 1.8. 2.4. 3.0. VDS (V). 圖 3-3. 共源極組態之 DC-IV 曲線圖. 23. 3.6.
(43) 3.2.2 組態選擇 為了比較兩種組態的優劣，我們模擬兩種組態的特性，圖 3-5 為最大增益之 比較圖，可看到疊接組態的最大增益比較高，且疊接組態的汲極額定電壓通常是 共源極組態的兩倍，代表輸出功率將會有所提升，於是為了有較高的最大增益及 輸出功率，我們選擇以疊接組態來設計。 VDD VG2. VDD. RFout. VG VG1. RFout RFin. RFin. (a). (b). 圖 3-4 (a) 共源極組態 (b) 疊接組態 40. cascode common source. 35. 25 20. . MAG / MSG (dB). 30. 15 10 5 0 0. 10. 20. 30. 40. 50. 60. Freq. (GHz). 圖 3-5. 共源極組態與疊接組態之最大可用增益比較圖. 24.
(44) 3.2.3 電晶體元件尺寸分析及選擇 對於電晶體元件尺寸來說，有三個變數可提供我們選擇，分別是閘極長度 (Gate length)，閘極寬度 (Gate width)及指叉數 (Number of fingers)，fingers)，而 由於功率放大器是將輸入功率訊號放大的元件，故電晶體必須操作於飽和區 (Saturation region)，飽和區電流及電晶體轉導(gm)公式分別列於(3-1)式及(3-2)式 1 W μn Cox (Vgs -Vth )2 2 L ∂ID W gm = =μn Cox (Vgs -Vth ) ∂Vgs L ID =. (3-1) (3-2). 從(4-2)式，我們可以得知當閘極長度越小，其他條件不變時，轉導越大，代表增 益也會越高，所以在此選擇閘極長度為製程的最小值 0.18 μm，在固定電壓的情 況下，要提升輸出功率，需要較大的電流，所以要選擇較大的電晶體尺寸，圖 3-6 為疊接組態固定指叉數模擬不同閘極寬度之 MAG/MSG 曲線圖，首先固定指叉數 為 64，針對不同閘極寬度進行最大可用增益模擬，當寬度為 8um 時，電晶體為 穩定，增益下降許多，另外為了考慮製程變異，造成轉折點頻率偏移，最後選定 電晶體之閘極寬度為 6 μm。再固定電晶體閘極寬度為 6 μm，模擬不同指叉數之 MAG/MSG 曲線，如圖 3-7 所示，考慮增益與 MAG/MSG 之轉折點後，選定之指 叉數為 52，因此最終選定之電晶體尺寸閘極長度為 0.18 μm、閘極寬度為 6 μm 及 指叉數為 52，選擇好偏壓和疊接組態電晶體元件尺寸後，由 ADS 負載拉移模擬 得知，疊接組態電晶體元件在輸入功率為 20 dBm 之最佳輸出功率阻抗點(Zopt ) 為 15.915 + j17.635，如圖 3-8 所示，圖 3-9 為輸入功率為 6 dBm 之輸出 1dB 增益 壓縮點最佳輸出功率阻抗點，由於輸出 1dB 增益壓縮點最佳輸出功率阻抗點與飽 和功率之最佳輸出功率阻抗點相近，因此最後選擇飽和功率之最佳輸出功率阻抗 點進行設計。. 25.
(45) 40. Number of width: 2 um Number of width: 4 um Number of width: 6 um Number of width: 8 um. 35. 25 20. . MAG / MSG (dB). 30. 15 10 5 0 0. 10. 20. 30. 40. 50. 60. Freq. (GHz). 圖 3-6. 閘極寬度之 MAG/MSG 曲線圖 . 40. Number of finger: 48 Number of finger: 52 Number of finger: 56 Number of finger: 60 Number of finger: 64. 35. 25 20. . MAG / MSG (dB). 30. 15 10 5 0 0. 10. 20. 30. 40. 50. Freq. (GHz). 圖 3-7. 指叉數之 MAG/MSG 曲線圖. 26. 60.
(46) VDD VG2 Load tuner VG1. Pin=20 dBm Maximum Power Delivered: 21.56 dBm Impedance: 15.915 + j17.635. 圖 3-8. RFin. 疊接組態功率電晶體之最佳輸出功率阻抗點 (Psat @ Pin=20 dBm). VDD VG2 Load tuner VG1 Pin=6 dBm Maximum Power Delivered: 13.78 dBm Impedance: 13.415 + j26.461. 圖 3-9. RFin. 疊接組態功率電晶體之最佳輸出功率阻抗點 (OP1dB @ Pin=6 dBm). 27.
(47) 3.2.4 變壓器原理 Ip. Is. 1:n. +. + Vp. Ls. Lp. Vs −. − M. 圖 3-10. 變壓器電路圖. 變壓器主要是由兩獨立的電感所組成，經由兩電感間的纏繞以增加磁耦合，達到 能量轉換，用於匹配網路時之最大優勢為可減少整體晶片的面積，圖 3-10 為理想 變壓器模型圖，主電感電流Ip 產生的磁場會在副電感產生跨壓，副電感亦然，其 主副電感電壓電流關係式如下 [. jωLp V1 ]= [ V2 jωM. jωM Ip ][ ] jωLs Is. (3-3). 在變壓器的設計中，變壓器圈數比 n 和耦合係數 k 為兩個重要的參數。變壓 器圈數比 n 的定義如下: n=. vs Ip Ls = =√ vp Is Lp. (3-4). 其中Lp 、Ls 是指主線圈與副線圈的電感值。由於變壓器為差動操作，而差動轉單 端可提供n2 倍之阻抗轉換，因此可推算出變壓器差動端分別之阻抗為. 1 2n2. 倍。由於. 變壓器是用耦合的方式將訊號傳遞出去，因此定義一個耦合係數 k 為 k=. M √ Lp L s. (3-5). 其中M是指原線圈與副線圈的互感值。k 值大小理想為 0~1 之間，如果變壓器沒 有發生磁耦合，k 值即為 0，而如果變壓器的能量完全耦合過去，k 值即為 1。而 實際變壓器在設計上會有一些金屬損耗、漏電流等效應，另外主、副線圈的寬度、 長度與兩個線圈之間的間距也會影響到耦合係數，因此耦合係數通常會介於 28.
(48) 0.3~0.9 之間。. 3.2.5 輸出匹配網路設計 功率放大器為了要有最佳的功率輸出，輸出端採取的是功率匹配，而得知最 佳輸出功率阻抗的方法有兩種：負載線(Load-Line)分析和負載拉移(Load-Pull)技 術，由於高頻電路需要考慮到虛部的部分，所以此電路使用負載拉移技術模擬來 得知最佳輸出功率阻抗。由 ADS 的負載拉移模擬得知，此功率電晶體元件之最 佳輸出功率阻抗點(Zopt )在 15.915 + j17.635，匹配網路使用變壓器來進行設計， 因此輸入端會設計一個單端轉差動的變壓器，輸出端為差動轉單端的變壓器，如 圖 3-11 所示，主線圈Lp 為 Lp = Lp1 + Lp2. (3-6). 1:n. P1. S1. LP1 AC short. LS. 50Ω. LP2 P2 圖 3-11. 差動輸入單端輸出之變壓器. 由於變壓器提供阻抗轉換，當選擇變壓器主、副線圈之圈數比為 1：1 時，變壓 器提供一倍的阻抗轉換，可推算出理想上功率電晶體元件之最佳輸出功率阻抗為 25 Ω，但實際功率電晶體元件之最佳輸出功率阻抗點約為 16 Ω，理想圈數比 1： 1 無法達到 50 Ω 阻抗轉換，因此最後設計完成之變壓器會再進行微調。決定好圈 數比後，如圖 3-12 為變壓器 T 模型匹配軌跡圖，變壓器 T 模型的電感值L1、L2 和 L3 分別為 5 pH、200 pH 和 5 pH，耦合係數為 0.97，但由於最佳輸出功率阻抗點 會受到輸入阻抗的影響，最後帶入整體電路微調後，T 模型的電感值L1、L2 和L3 分 別為 86 pH、134 pH 和 94 pH 有較好的功率特性，圖 3-1 為微調後變壓器 T 模型 匹配軌跡圖，接著用 EM 模擬軟體模擬變壓器特性。 29.
(49) ZL @ 24GHz G. L1. L3 S. L2. S. Zopt @ 24GHz. 50 Ω. ZL. 圖 3-12. 變壓器 T 模型匹配軌跡圖. ZL @ 24GHz. G. L1. L3 S. L2 ZL. 圖 3-13. S. Zopt @ 24GHz. 50 Ω. 微調後變壓器 T 模型匹配軌跡圖. 先進 CMOS 製程提供多層設計的結構，使變壓器有兩種方式呈現，分別是邊 緣 耦 合 (edge couple) 和 上 下 耦 合 (broadside couple) ， 上 下 耦 合 的 耦 合 係 數 k (coupling coefficient)較邊緣耦合高，為了讓變壓器有較低的損耗，選擇耦合量較 佳之上下耦合進行設計，另外如圖 3-14 透過調整變壓器的線寬來調整耦合係數， 由於考量到輸出電壓器主線圈需要乘載大電流，設計時需要考慮線寬，因此線寬 選為 20 μm，使用半圈變壓器節省晶片面積，變壓器轉折處走斜角 45 度以達到較 30.
(50) 高的品質因素，圖 3-15 為輸出變壓器之 3D 結構圖。. 0.62. 0.61. 0.59. . k factor. 0.60. 0.58. 0.57. broadside couple. 0.56 12. 14. 16. 18. 20. 22. 24. W. 圖 3-14. 調整變壓器線寬之耦合係數. AC short. P1. S1 P2. 圖 3-15. 輸出變壓器之 3D 結構圖. 圖 3-16 與圖 3-17 為變壓器模擬的電感值、品質因素，圖 3-18 為變壓器的耦 合係數，主線圈與副線圈的電感值在 24 GHz 時分別為 220 pH 與 241 pH，品質因 素分別為 16.1 與 9.3，耦合係數為 0.62，圈數比(Turn ratio)為 1.04。 31.
(51) 表 3-1. 輸出變壓器特性表. 輸出變壓器特性表@24 GHz 主電感感值(Lp). 220 pH. 主電感品質因素(Qp). 16.1. 副電感感值(Ls). 241 pH. 副電感品質因素(Qs). 9.3. 變壓器圈數比(n). 1：1.04. 耦合係數(k). 0.61. 效率(Efficiency). 67.1 %. 插入損耗(IL). 1.7 dB. 300. 20. 280 15. Lp (pH). 10 240. Quality Factor. 260. 5 220 Lp Qp. 200 10. 15. 20. 25. 30. 35. 0 40. Freq. (GHz). 圖 3-16. 輸出變壓器模擬的主線圈電感值與品質因素. 32.
(52) 380. 10. Ls Qs. 360. 8. 340. Ls (pH). 6. 300 280. 4. 260 240. Quality Factor. 320. 2. 220 200 10. 15. 20. 25. 30. 35. 0 40. Freq. (GHz). 圖 3-17. 輸出變壓器模擬的副線圈電感值與品質因素. 0.8. 0.6. . Coupling Fastor. 0.7. 0.5. Coupling Factor. 0.4 10. 15. 20. 25. 30. 35. Freq. (GHz). 圖 3-18. 輸出變壓器模擬的耦合係數. 33. 40.
(53) Port-1. (1-k)LP. RP. (1-k)LS. RS. Port-1. Port-2. RS. RP. Port-2. 1:n I1. V1. I2 IM. ZIN. V2. V1. V2. RL. kLP. I1. RL. I2 LP. LS M. 圖 3-19. 1:n 變壓器磁耦合效應的等效模型-T 型等效模型(T-section model). 在進一步分析變壓器，圖 3-19 為變壓器的等效模型-T 型等效模型，而 T 型 等效模型主要由三個電感來代表變壓器的兩個電感耦合效應，為了評估變壓器設 計的優劣程度，Ichiro Aoki 定義了變壓器的效率[12]，如 (3-7) 式 RL η=. ωLp (. n2. 2. R. L Q + n2. Lp. ωLp. (3-7). R. ) Q + Q + 2L n ωkLp. 由於式之(3-6)為理想狀況下主副電感之品質因素相同，但實際上不會相等。 其中Q p 與Q s 分別為主、副電感的品質因素(Quality Factor)，如 (3-8) 式 QP =. ωLp ωLs ，Q s = Rp Rs. (3-8). 因此將Lp 與Ls 的品質因素分開帶入(3-7) 式中，進一步的推導出 (3-9) 式. η=. RL ωL. ( Q s + RL ) [ 𝑠. 2. + [(1 − k)ωLs + kωLp ]. (kωLp ). 2. 2. ]×. ωLp Qp. +. (3-9). ωLs + RL Qs. 將變壓器模擬之參數帶入(3-9)式中，圖 3-20、圖 3-21、圖 3-22、圖 3-23 為固定 感值帶入不同耦合係數和 Q 值，可以看出當耦合係數和 Q 值越大時效率越好。 圖 3-24 為輸出變壓器之效率圖，在 24 GHz 時效率大約為 67.1%，為了得知變壓 器所造成之損耗，將效率轉換為插入損耗(Insertion Loss，IL)，如(3-10)式 IL = 10 × log(Efficiency). (3-10). 得到插入損耗在 24 GHz 時為 1.7 dB，最後再將效率的方程式與 ADS 模擬比 較，如圖 3-25 所示，可以看出趨勢相當吻合。 34.
(54) 100. 60. . Efficiency (%). 80. 40. Qs=4 Qs=6 Qs=8 Qs=10 Qs=12. 20. 0 4. 8. 12. 16. 20. Qp. 圖 3-20. k=0.6 時不同Q p 與Q s 之效率比較圖. 100. 60. . Efficiency (%). 80. 40. Qs=4 Qs=6 Qs=8 Qs=10 Qs=12. 20. 0 4. 8. 12. 16. Qp. 圖 3-21. k=0.8 時不同Q p 與Q s 之效率比較圖. 35. 20.
(55) 100. 60. . Efficiency (%). 80. 40. Qs=4 Qs=6 Qs=8 Qs=10 Qs=12. 20. 0 4. 8. 12. 16. 20. Qp. 圖 3-22. k=0.4 時不同Q p 與Q s 之效率比較圖. 100. 60. . Efficiency (%). 80. 40. Qs=4 Qs=6 Qs=8 Qs=10 Qs=12. 20. 0 4. 8. 12. 16. Qp. 圖 3-23. k=1.0 時不同Q p 與Q s 之效率比較圖. 36. 20.
(56) 100. Efficiency. 60. . Efficiency (%). 80. 40. 20. 0 10. 15. 20. 25. 30. 35. 40. Frequency (GHz). 圖 3-24. 輸出變壓器模擬的效率. 0. -10. . Insertion Loss (dB). -5. -15. Sim. Insertion Loss Calculate Insertion Loss. -20 10. 15. 20. 25. 30. 35. 40. Frequency (GHz). 圖 3-25. 輸出變壓器之效率方程式與模擬比較圖. 37.
(57) 接著是模擬變壓器之相位和振幅不平衡，來觀察差動對之對稱性，理論上差 動操作相位差要為 180 度，振幅差要為 0，如圖 3-26 和圖 3-27 可以看到原本主 線圈差動對之相位差為 205 度，振幅差為 0.18，所以在變壓器主線圈之間加電容， 一方面調整相位，另一方面也幫助匹配，加電容後在 24 GHz 的相位差比較接近 180 度。圖 3-28 為輸出變壓器之負載拉移模擬圖，圖 3-29 為輸出變壓器加入電 容後之負載拉移模擬圖，加電容後變壓器分別看進去的阻抗ZL 離理想的最佳阻抗 更遠，因為一個雙埠網路的輸入和輸出阻抗是會互相影響的，所以將輸出變壓器 的阻抗點設計在理想的Zopt 附近再將輸入的變壓器設計差不多後，都帶入電路中， 最後進行微調，圖 3-30 為加電容後之輸出變壓器 3D 結構圖。 表 3-2. 加電容調整前和調整後之相位差與振幅差 相位差(度). 振幅差. 沒加電容. 205. 0.18. 加電容後.. 197. 0.20 . 220. without Cap. with Cap.. 180. . Phase difference (deg.). 200. 160. 140 10. 15. 20. 25. 30. Freq. (GHz). 圖 3-26. 變壓器主線圈之相位差. 38. 35. 40.
(58) 0.5. without Cap. with Cap.. . 0.3. 0.2. 0.1. 0.0 15. 20. 25. 30. 35. 40. Freq. (Ghz). 圖 3-27. 變壓器主線圈之振幅差. ZL @ 24GHz G. Zopt @ 24GHz. ZL. Lp VDD. ZL. 圖 3-28. 輸出變壓器之負載拉移模擬圖. 39. Ls. S. 10. S. Amplitude difference. 0.4. 50 Ω.
(59) ZL @ 24GHz G. Zopt @ 24GHz. S. Lp VDD. ZL. 圖 3-29. Ls. S. ZL. 50 Ω. 輸出變壓器加入電容後之負載拉移模擬圖. AC short. P1 S1 P2. 圖 3-30. 加電容後之輸出變壓器 3D 結構圖. 40.
(60) 3.2.6 輸入匹配網路設計 為了使功率放大器達到較好的增益，輸入端採用共軛匹配，前一小節完成輸 出功率匹配變壓器後，輸入匹配採用圈數比為 1：1 之變壓器。如圖 3-31 為變壓 器 T 模型匹配軌跡圖，變壓器 T 模型的電感值L1 、L2 和L3 分別為 59 pH、100 pH 和 46 pH，耦合係數為 0.63，接著用 EM 模擬軟體模擬變壓器特性。輸入端使用 單端輸入差動輸出之變壓器，也使用半圈變壓器，變壓器轉折處走斜角 45 度以 達到較高的品質因素，線寬為 20 um，圖 3-32 為輸入變壓器 3D 結構圖。. Γin*@ 24GHz. G. L1. L3. S. L2. S. ZTF. 50 Ω. Γin @ 24GHz. 圖 3-31. 加電容後之輸出變壓器 3D 結構圖. 41. ZTF.
(61) S1 P1 S2 AC short. 圖 3-32. 輸入變壓器之 3D 結構圖. 圖 3-33 與圖 3-34 為變壓器模擬的電感值、品質因素，圖 3-35 為變壓器的耦 合係數，圖 3-36 為變壓器的整體效率。主線圈與副線圈的電感值在 24 GHz 時分 別為 160 pH 與 126 pH，變壓器的線圈比為 1.2:1，品質因素分別為 10.5 與 15， 耦合係數為 0.63，整體效率大約為 63.2%，插入損耗為 1.9 dBm，最後再將效率 的方程式與模擬比較，如圖 3-37 所示，圖 3-38 為輸入變壓器之阻抗模擬圖，圖 3-39 為輸入變壓器加入電容後之阻抗模擬圖，加電容後變壓器分別看進去之ZTF 較為對稱，一個雙埠網路的輸入和輸出阻抗是會互相影響的，所以將輸入變壓器 之阻抗點設計在Γin 附近，再將電路進行最後微調，使變壓器功率放大器達到更好 的特性。圖 3-40 為加電容後之輸入變壓器 3D 結構圖。. 42.
(62) 表 3-3. 輸入變壓器特性表. 輸出變壓器特性表@24 GHz 主電感感值(Lp). 160 pH. 主電感品質因素(Qp). 10.5. 副電感感值(Ls). 126 pH. 副電感品質因素(Qs). 15. 變壓器圈數比(n). 1.2：1. 耦合係數(k). 0.63. 效率(Efficiency). 63.2%. 插入損耗(IL). 1.9. 200. 12. 10. 190. 8. Lp (pH). 6 170 4 160. Quality Factor. 180. 2 Lp Qp. 150 10. 15. 20. 25. 30. 35. 0 40. Freq. (GHz). 圖 3-33. 輸入變壓器模擬之主線圈電感值與品質因素. 43.
(63) 150. 20. 145 15. 135. 10. 130. Quality Factor. Ls (pH). 140. 5 125 Ls Qs. 120 10. 15. 20. 25. 30. 35. 0 40. Freq. (GHz). 圖 3-34. 輸入變壓器模擬之副線圈電感值與品質因素. 0.70. 0.60. . Coupling Factor. 0.65. 0.55. 0.50 10. 15. 20. 25. 30. 35. Freq. (GHz). 圖 3-35. 輸入變壓器模擬的耦合係數. 44. 40.
(64) 100. Efficiency. 60. . Efficiency (%). 80. 40. 20. 0 10. 15. 20. 25. 30. 35. 40. Frequency (GHz). 圖 3-36. 輸入變壓器模擬的效率. 0. -10. . Insertion Loss (dB). -5. -15. Sim. Insertion Loss Calculate Insertion Loss. -20 10. 15. 20. 25. 30. 35. 40. Frequency (GHz). 圖 3-37. 輸入變壓器之效率方程式與模擬比較圖. 45.
(65) Γin*@ 24GHz ZTF. G. S. Lp. Ls. Γin* Γin. VDD. S. ZTF. 50 Ω. Γin @ 24GHz. 圖 3-38. 輸入變壓器之模擬阻抗圖. Γin*@ 24GHz G. ZTF S. Lp. Ls. Γin* Γin. VDD. S. ZTF. 50 Ω. Γin @ 24GHz. 圖 3-39. 加電容後輸入變壓器之模擬阻抗圖. 46.
(66) P1. S1. S2 AC short. 圖 3-40 加電容後之輸入變壓器 3D 結構圖. RF signal. 3.2.7 旁路電路設計. DC VDD CP. CS RS. 圖 3-41 旁路電路設計圖 由於在匹配網路的設計中，常常會遇到被動元件接地的情形，所以如要將偏 壓電路直接從匹配網路供應進去時，考慮到射頻訊號與直流訊號的特性，將兩者 做分離，如圖 3-41 所示，電容Cp 提供主頻帶訊號一個小阻抗至地，其容抗可由 (3-11)式求得，式中fp 為主訊號頻率，Cp 為設計之電容值為 4 pF， 在 24 GHz 之 容抗約為 1.65 Ω，而Cs 為 40 pF 提供低頻訊號小阻抗，串聯 3.25 Ω 電阻使低頻 訊號衰減，避免產生低頻振盪，圖 3-42 為偏壓電路之阻抗圖，在 24 GHz 之阻抗 為 1.1 Ω。圖 3-43 為偏壓電路之史密斯圖，小訊號分析都接近於短路。如圖 3-44 47.
(67) 為此設計在 24 GHz 時之隔離度低於-20 dB。 𝑋𝑐 =|. 1 | 2𝜋𝑓𝑝 𝐶𝑝. (3-11). 20. 1st order bypass impedance 2nd order bypass impedance. 10. . Impedance (ohm). 15. 5. 0 0. 10. 20. 30. Freq. (GHz). 圖 3-42 偏壓電路之阻抗圖. 1st order bypass @ 24 GHz 2nd order bypass @ 24 GHz. 圖 3-43 偏壓電路之史密斯圖(Smith chart). 48. 40.
(68) 0. 1st order bypass Isolation 2nd order bypass Isolation. -20. . Isolation (dB). -10. -30. -40. -50 0. 10. 20. 30. 40. 50. 60. Freq. (GHz). 圖 3-44 偏壓電路之隔離度圖. 3.3 模擬結果 VG2 M2. M1. RFin. Lp1. Ls1. Lp2. PA. C1. Ls2. RFout. VDD. VG1. C2. PA. 圖 3-45. K 頻帶功率放大器整體電路架構圖. 此次功率放大器採用 0.18 μm CMOS 製程，整體電路架構如圖 3-45，使用 是德科技(Keysight) ADS (Advanced Design System) 模擬軟體模擬整體電路的小 訊號 S 參數，架構中所有的被動元件包括電感、電容、傳輸線、變壓器、皆採用 49.
(69) EM 電磁模擬軟體 (Sonnet Software) 進行模擬，並將模擬出來的結果帶入 ADS 進行整體分析。此功率放大器操作頻率為 24 GHz，供應電壓 1.0 V，整體功率消 耗為 428.4 mW。 表 3-4. K 頻帶功率放大器元件參數. Device. Value. Device. Value. M1. 6x52. M2. 6x52. Lp1. 160 pH. Lp2. 220 pH. Ls1. 126 pH. Ls2. 241 pH. C1. 134 fF. C2. 129 fF. 圖 3-46 為 S 參數模擬結果，小訊號增益(S21 )在 24 GHz 時為 9.85 dB；圖 3-47 為功率特性模擬結果，飽和功率(Psat )22.9 dBm，1dB 增益壓縮輸出功率(P1dB )為 19 dBm，最高功率輔助效率(PAE)為 23.5%；圖 3-48 為功率放大器動態電流之模 擬結果。圖 3-49 為晶片佈局圖。. 15 10 5. S-parameter (dB). 0 -5 -10 -15 -20 -25 -30. Sim. S11 Sim. S22 Sim. S21. -35 -40 0. 5. 10. 15. 20. 25. 30. 35. Freq.(GHz). 圖 3-46. 功率放大器 S 參數模擬結果 50. 40.
(70) 25. 20. 25. 15. 20. 10. 15. 5. 10. 0. 5. . Pout (dBm) & Gain (dB). 30. Sim. Pout Sim. Gain Sim. PAE. -5 -10. -5. 0. 5. 10. 15. 0 20. Pin (dBm). 圖 3-47 功率放大器功率特性模擬結果. 160. Sim. Dynamic current. 140. . Dynamic current (mA). 150. 130. 120. 110 -10. -5. 0. 5. 10. 15. Pin (dBm). 圖 3-48. 功率放大器動態電流之模擬結果. 51. 20.
(71) 圖 3-49. K 頻帶功率放大器晶片佈局圖. 圖 3-50. K 頻帶功率放大器晶片微影圖. 3.4 量測結果. 52.
(72) K 頻帶功率放大器晶片微影圖如圖 3-50 所示，晶片面積為0.46 mm × 0.62 mm，晶片量測採用 on wafer 方式量測，高頻訊號使用 G-S-G 之 RF 探針量 測，S 參數使用向量網路分析儀量測，Psat 及 OP1dB 使用訊號產生器提供訊號至 晶片，再透過訊號分析儀觀察輸出訊號的變化，量測儀器如表 3-5 所列。 表 3-5. 量測使用儀器設備表. Test Item. Instruments. Instrument Model. S-parameter. Network Analyzer. Agilent E8361A (10 MHz~67 GHz). PA module. Agilent E3050A (2 GHz~50 GHz). OP1dB Psat IP3. Signal Generator. Spectrum Analyze. Agilent E8257D (250 KHz~67 GHz) Agilent E4440A+Agilent 11974V (3 Hz~75 GHz). 此功率放大器的VG1 為 1.0 V，VG2 為 2.8 V，供應電壓為 3.6 V，圖 3-51 功率 放大器 S 參數模擬與量測結果比較，量測的小訊號增益在 23.5 GHz 時有最大值 12 dB，小訊號量測與模擬的趨勢很接近，小訊號增益(𝑆21 )比預期高，主要是輸 出 變 壓 器 模 擬 不 夠 準 確 ， 使 S22 變 高 所 造 成 。 圖 3-52 為 功 率 特 性 ( Power Performance)圖，由於量測儀器的限制，在輸入功率 19 dBm 時，此電路可達到 22.5 dBm 的飽和功率(Psat )，1dB 增益壓縮輸出功率(P1dB )為 18.1 dBm，最高功率輔助 效率(PAE)為 21.8%，由於增益比預期高，所以在量測與模擬的功率特性圖比較沒 有這麼準確，圖 3-53 為量測與模擬之動態電流比較圖，整體功率消耗為 421.2 mW。 圖 3-54 為不同頻率對應之Psat 及OP1dB 。而一般行動裝置電池大多是 3.3V，且因 為可靠度問題，通常也會稍微降幅操作，圖 3-55、圖 3-56、圖 4-57 為供應電壓 為 3.3 V 時之特性，小訊號增益在 23.5 GHz 時有最大值 11.7 dB，在輸入功率 19 dBm 時，此電路可達到 21.8 dBm 的飽和功率(Psat )，1dB 增益壓縮輸出功率(P1dB ) 為 17.1 dBm，最高功率輔助效率(PAE)為 21.4%，整體功率消耗為 382.8 mW。表 3-6 為本次功率放大器模擬與量的結果比較表。 53.
(73) 15 10 5. S-parameter (dB). 0 -5 -10 -15 -20. Sim. S11 Sim. S22 Sim. S21 Mea. S11 Mea. S22 Mea. S21. -25 -30 -35 -40 0. 5. 10. 15. 20. 25. 30. 35. 40. Freq.(GHz). 圖 3-51. 供應電壓 3.6 V 時，功率放大器 S-參數量測與模擬之比較圖. 25. 30 Sim. Pout Sim. Gain Sim. PAE Mea. Pout Mea. Gain Mea. PAE. 25. 20. 10. 15. 5. 10. 0. 5. . 15. PAE (%). Pout (dBm) & Gain (dB). 20. -5 -10. -5. 0. 5. 10. 15. 0 20. Pin (dBm). 圖 3-52. 供應電壓 3.6 V 時，功率放大器功率特性量測與模擬之比較圖. 54.
(74) 160. Sim. Dynamic current Mea. Dynamic current. 140. 130. . Dynamic current (mA). 150. 120. 110. 100 -10. -5. 0. 5. 10. 15. 20. Pin (dBm). 圖 3-53. 供應電壓 3.6 V 時，功率放大器動態電流量測與模擬之比較圖. 25. 15. . Pout (dBm). 20. 10. Sim. Psat Sim. OP1dB Mea. Psat Mea. OP1dB. 5. 0 20. 21. 22. 23. 24. 25. Freq. (GHz). 圖 3-54. 供應電壓 3.6 V 時，功率放大器對應頻率之Psat 及OP1dB. 55.
(75) 表 3-6. 功率放大器模擬與量測比較表 Simulation. Measurement. 23.5 GHz. 23.5 GHz. Frequency (GHz) VDD (V). 3.6. 3.3. 3.6. 3.3. Gain (dB). 9.8. 9.6. 12.0. 11.7. 22.5. 21.8. @Pin:19 dBm. @Pin:19 dBm. Psat (dBm). 22.9. 22.2. PAE (%) @ Peak. 23.7. 22.9. 21.8. 21.4. OP1dB (dBm). 19.6. 18.6. 18.1. 17.1. Power dissipation (mW). 428.4. 389.4. 421.2. 382.8. Power density (mW/mm2 ). 683.3. 582.1. 623.9. 530.8. Id (mA). 119. 118. 117. 116. 15 10 5. -5 -10 -15. . S-parameter (dB). 0. -20. Sim. S11 Sim. S22 Sim. S21 Mea. S11 Mea. S22 Mea. S21. -25 -30 -35 -40 0. 5. 10. 15. 20. 25. 30. 35. 40. Freq. (GHz). 圖 3-55. 供應電壓 3.3 V 時，功率放大器 S-參數量測與模擬之比較圖. 56.
(76) 25. 20. 25. 15. 20. 10. 15. 5. 10. 0. 5. -5 -10. -5. 0. 5. 10. 15. PAE (%). Pout (dBm) & Gain (dB). 30. Sim. Pout Sim. Gain Sim. PAE Mea. Pout Mea. Gain Mea. PAE. 0 20. Pin (dBm). 圖 3-56. 供應電壓 3.3 V 時，功率放大器功率特性量測與模擬之比較圖. 160. Sim. Dynamic current Mea. Dynamic current. 140. . Dynamic current (mA). 150. 130. 120. 110 -10. -5. 0. 5. 10. 15. 20. Pin (dBm). 圖 3-57. 供應電壓 3.3 V 時，功率放大器動態電流量測與模擬之比較圖. 57.
(77) 3.5 問題與討論 3.5.1 相位差問題 2.5˚. RFin. 168˚. RFout. PA. C1. VDD. VG1. C2. PA 5˚. 176˚. 圖 3-58. 變壓器功率放大器相位示意圖. 由於輸出變壓器之差動相位差未達到理想之 180 度，造成差動操作不對稱性， 無法達到最佳之輸出功率結合，但是輸入變壓器之相位差也未達到 180 度，如圖 3-58 所示，因此在輸入和輸出變壓器的相位互補後，使整體相位差變小，使差動 輸入和輸出有較好的對稱性，以達到較好的輸出功率。圖 3-59 和圖 3-60 為變壓 器對稱性變差後之 S 參數和功率特性比較圖。 15 10 5. -5 -10 -15. . S-parameter (dB). 0. -20. Case1 Sim. S11 Case1 Sim. S22 Case1 Sim. S21 Case2 Sim. S11 Case2 Sim. S22 Case2 Sim. S21. -25 -30 -35 -40 10. 15. 20. 25. 30. 35. 40. Freq. (GHz). 圖 3-59. 變壓器對稱性變差後之 S 參數之比較圖 58.
(78) 25. 30 Case1 Sim. Pout Case1 Sim. Gain Case1 Sim. PAE Case2 Sim. Pout Case2 Sim. Gain Case2 Sim. PAE. 20. 20. 10. 5. 10. PAE (%). Pout (dBm). 15. 0. -5 -10. -5. 0. 5. 10. 15. 0 20. Pin (dBm). 圖 3-60. 變壓器對稱性變差後之功率特性之比較圖. 3.6 總結 本次設計 K 頻帶功率放大器使用 0.18μm CMOS 製程來完成，整體電路架構 採用變壓器功率結合的方式，來提高輸出功率，此功率放大器的VG1 為 1.0 V，VG2 為 2.8 V，供應電壓為 3.6 V，在頻率 23.5 GHz 有最好的特性，飽和功率(Psat )為 22.5 dBm，1dB 增益壓縮輸出功率(P1dB )為 18.1 dBm，最高功率附加效率(PAE)為 21.8%， 整體晶片面積為0.46 mm × 0.62 mm，最後表 3-8 為 K 頻帶功率放大器與已發表 論文之比較表，本電路使用較少的電晶體，達到不錯的功率特性，晶片面積也較 小，所以也不錯的功率密度。. 59.
(79) 表 3-7. Ref.. Process. K 頻帶功率放大器比較表. Freq.. Gain. OP1dB. 𝐕𝐃𝐃. Psat. PAE. (GHz). (dB). (dBm). (V). (dBm). (%). Topology. Chip. Power. Size. Density. 𝟐. (𝐦𝐦 ). (. 𝐏𝐬𝐚𝐭 𝐦𝐦𝟐. ). This. 0.18-𝛍m. Cascode. 23.5. 12.0. 18.1. 3.6. 22.5. 21.8. 0.285. 623.9. Work. CMOS. +transformer. 23.5. 11.7. 17.1. 3.3. 21.8. 21.4. 0.285. 530.8. 0.18-𝛍m. 2-stages 24. 19. 15.7. 3.6. 19. 24.7. 0.375. 211.7. CMOS. Cascode. 0.18-𝛍m. Direct 24. 8. 20. 3.6. 22. 20. 0.42. 377.1. 18-23. 22.5. 16.2. 3.6. 20.1. 9.3. 0.79. 129.4. 19. 22. 19. 2.4. 23.8. 25.1. 0.96. 249.7. 21. 26.9. 18.5. 2.4. 20.4. 13.3. 0.74. 148.1. 24. 15. 17. N/A. 23.5. 12. 0.51. 438. 23.5. 10.2. 23.9. 2.4. 26.1. 19.3. 0.64. 635. 18. 6. 22.5. 7.2. 26.1. 11. 0.40. 1018.25. [3]. [5]. combine,. CMOS Cascode*4 3-stages [6]. 0.18-𝛍m. Cascode,. CMOS. Current combine 2-stages. 65-nm [7]. Cascode CMOS +Transformer 2-stages 90-nm. Cascode. CMOS. +transformer. [8] +adaptive bias [9]. 0.18-𝛍m. 2-stages. CMOS. Cascode+SCT -stages,. 65-nm [10]. Cascode CMOS +4-way CCT 65-nm Stacked SOI. [11]. CMOS FET SOI. 60.
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