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中 華 大 學

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Academic year: 2022

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碩 士 論 文

題目: IEEE 802.11a/b/g 無線區域網路之 可程式控制增益放大器設計

Design of Programmable Gain Amplifier for IEEE 802.11 a/b/g Wireless LAN

系 所 別:電機工程學系 碩士班 學號姓名: M09301005 彭榮楨 指導教授: 田 慶 誠 博士

中華民國 九十五 年 八 月

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ABSTRACT

This thesis presents to design, simulate and achieve a Programmable Gain Amplifier (PGA) for IEEE 802.11a/b/g WLAN. This is kind of the circuit to control amplitude. The purpose is that changed the gain setting of Programmable Gain Amplifier and keep the output amplitude steady when the signal is high or low. After that the next stage circuit Analog to Digital Converter (ADC) executed Sample and Quantization.

The Programmable Gain Amplifier includes the advantages of high-gain, high-linearity, DC-Offset-Cancellation and easy to control gain. Using five stages of Variable Gain Amplifier (VGA) cascade architecture achieves the requirement of system dynamic range. The gain range is -5dB~65dB with 1dB gain step and the bandwidth is up to 97.248MHz. At high-gain mode (65dB), the Input-Referred Noise is only 17.66 nV/ Hz.

This thesis proposed to design, simulate and achieve a Programmable Gain Amplifier using the Synopsys Hspice. The circuit is implemented by TSMC 0.18um 1P6M CMOS process. The chip’s dimension of the Programmable Gain Amplifier is 823μm x 888μm, and the chip’s power consumption is only 4.662 mW when supply voltage is 1.8V.

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摘要

本論文主要探討一個應用於 IEEE 802.11a/b/g 無線區域網路之 可程式控制增益放大器 PGA (Programmable Gain Amplifier)的設計、

模擬及實現。可程式控制增益放大器是一種振幅控制機制的電路,目 的在於系統中訊號強弱變化時,經由改變可程式控制增益放大器的增 益以維持固定振幅輸出,才由後級的類比數位轉換器 ADC(Analog to Digital Converter) 做訊號取樣與量化。

可程式控制增益放大器具有高增益,高線性度,直流偏移電壓 補償,增益易於控制等優點。採用五級可變增益放大器VGA(Variable Gain Amplifier)串接的架構,以達到系統動態範圍的要求,增益控制 範圍從 -5dB 至 65dB,增益步階為 1dB,頻寬可達 97.248MHz。在 高增益(65dB)的情況下,輸入相關雜訊電壓僅 17.66 nV/ Hz 。

本論文所提出之可程式控制增益放大器,是以 Synopsys Hspice 軟體及 TSMC 0.18um 1P6M CMOS 製程作為設計、模擬、實現的環 境。可程式控制增益放大器晶片面積為 823μm x 888μm,當操作電壓 為1.8伏特電壓時,整個晶片的核心電路功率消耗僅為 4.662mW。

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誌謝

時光飛逝,兩年的研究生涯,終於要呈現成果了,能在這兩年,

順利的完成此篇論文,讓我可以撰寫這篇誌謝,此時我的心情是很愉 悅且滿足的,希望藉由此篇誌謝,來感謝所有在精神上給我支持鼓 勵;實質上給我幫助的人、事、物。

首先要感謝的是我的指導教授 田慶誠博士,謝謝 田老師在我兩 年研究所期間,給予我很大的空間,使我得以自行規劃、安排自己的 時間,實現許多自己的想法,嘗試許多過去未嘗試的事,也提供我思 考的方向、解惑我的疑問、指導做研究應有的態度與方法,在做人處 事方面也授予正確的觀念,對我的人生有著深遠的影響,這些也都將 是我未來寶貴的資產,在此向老師致上最深的敬意,謝謝老師 您的 教誨。

再來要感謝 辛錫進博士與 陳棟洲博士,感謝您們兩位在事務繁 忙中還撥冗前來擔任學生的口試委員,給予學生許多的指導與建議,

在此向兩位致上最深的謝意。

另外,要感謝曹爾亮學長在論文研究上能夠一起合作,且在我遇 到困難時不吝惜指導及建議,還有要感謝通訊實驗室的范繼中、張家 銓、楊士慶、葉建宏、李建鋒、陳柏成、邱俊貴、劉家鈞、王永彬、

王昱椉、呂黃新等學長們,在我初進研究所時,給我許多的幫助,使 我能很快適應研究所的生活。

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感謝我的同窗們,陳建君、翁瑋廷、黃俊源、梁章桓、鐘子彬、

陳信宏、蘇士傑、朱麗君、蔡明希、徐名諺、劉政佑、郭柏宗、黃信 凱、楊淑娟、廖偉智等同學能夠與你們一起學習及成長,一起體驗這 個世界,與你們相處的這些時光,對我來說都是個最美好的回憶。在 此也要特別感謝建君、瑋廷和章桓,謝謝你們在我晶片下線時陪我熬 過好幾個天明,我想我這輩子都會記得那些讓人爆肝的日子吧!!

感謝一群認識很久的好友,儷齡、烋全、怡蓉、智威,謝謝妳們 總是在替我加油打氣,讓我更有動力的去迎接下一個挑戰。

最後,最重要的是要感謝我的父母親和妹妹,對我關懷備至,讓 我在求學生涯中,能無後顧之憂地盡心盡力作研究。謹以將此篇論文 獻給您們,謝謝您們不斷地對我付出那不求回報的愛。

人生中的每一段過程都讓我珍惜,在此誠摯的對幫助過我的人表 達最真誠的謝意,謝謝你們!

誌于 丙戍年 夏 彭 榮 楨

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目錄

Abstract ……….………..……..I 摘要 ..………..………II 誌謝 ..………..………III 表目錄..………..…….………….IX 圖目錄………....………..….……...X

第一章 緒論………...………...1

1.1 相關研究發展……….……….………1

1.2 研究動機………..…………3

1.3 論文組織………..……4

第二章 可程式控制增益放大器規格評估與架構分析………..5

2.1 可變增益放大器 VGA 架構分析………...……5

2.2 可程式控制增益放大器 PGA 架構分析…………..………..….8

2.2.1 增益範圍(Gain Range)………..……….8

2.2.2 頻寬(Bandwidth)………..….11

2.3 可程式控制增益放大器目標規格………..…..12

第三章 可程式控制增益放大器電路分析與設計……….…...13

(11)

3.1 可程式控制增益放大器簡介………..…..13

3.2 可變增益放大器 VGA(Variable Gain Amplifier)…….…..…14

3.3 源極退化電阻網路(Source Degeneration Resistor Network)...22

3.4 共模回授 CMFB(Common Mode Feedback)電路……..…….23

3.5 偏壓(Bias)電路………..……….27

3.6 帶差參考(Bandgap)電路………...28

3.7 直流偏移抵消(DC-Offset Cancellation)電路………29

3.8 4 轉 14 解碼器(4-to-14 Decoder) ………..…..32

3.9 7 轉 20 解碼器(7-to-20 Decoder)………....… 34

3.10 輸入相關雜訊(Input-Referred Noise)分析………..…....36

第四章 可程式控制增益放大器電路模擬結果………40

4.1 可變增益放大器(VGA)………..….. 40

4.1.1 直流轉移特性曲線(DC Transfer Curve)………...40

4.1.2 最大輸入信號電壓範圍(Maximum Input Swing)…..…41

4.1.3 最大輸出信號電壓範圍(Maximum Output Swing)…....41

4.2 可程式控制增益放大器(PGA)……….…….... 42

4.2.1 暫態模擬(Transient Analysis)………..….……42

4.2.2 頻率響應(Frequency response) ………..……….43

(12)

4.2.3 線性度(Linearity)………..……….…….…… 45

4.2.4 輸入相關雜訊(Input-Referred Noise) ……….….47

4.3 源極退化電阻網路(Source Degeneration Resistor Network)...48

4.4 共模回授(Common Mode Feedback)電路………49

4.5 帶差參考(Bandgap)電路……….……..……50

4.6 直流偏移抵消(DC-Offset Cancellation)電路…………...……51

4.7 4 轉 14 解碼器(4 to 14 Decoder)……….…….…54

4.8 7 轉 20 解碼器(7 to 20 Decoder)……….……..……...55

4.9 效能比較………..……..……57

第五章 可程式控制增益放大器晶片實現與量測考量…………..…..58

5.1 可程式控制增益放大器設計流程………..………...…..58

5.2 可程式控制增益放大器晶片實現………60

5.3 可程式控制增益放大器晶片量測考量………...……64

5.3.1 時域量測方式……….……….…….64

5.3.2 頻域量測方式……….………..………66

第六章 結論……….…………...68

6.1 結論………68

6.2 未來研究方向與展望………..………..69

(13)

參文文獻……….……….70

(14)

表目錄

表 2.1 IEEE 802.11a/b/g Input level sensitivity with data rate…..………9

表 2.2 可程式控制增益放大器目標規格………….…………..…..…..12

表 3.1 4 轉 14 解碼器真值表……….………..…..33

表 3.2 7 轉 20 解碼器輸入與輸出位元對照表……….36

表 4.1 可程式控制增益放大器效能比較…….………..……..…..57

表 5.1 可程式控制增益放大器晶片腳位配置………...63

(15)

圖目錄

圖 1.1 IEEE 802.11a/b/g Transceiver Front-end ……….……...3

圖 2.1 各種基本可變增益放大器架構………...…..5

圖 2.2 可程式控制增益放大器的增益範圍評估………...8

圖 3.1 可程式控制增益放大器電路架構………...14

圖 3.2 基本源級退化差動對放大器………..……....15

圖 3.3 Gm-Boosting 與源級退化電阻 Rd 電路……….16

圖 3.4 加入 Gm-Boosting 的源級退化差動對半電路………....17

圖 3.5 小信號等效電路……….…………..17

圖 3.6 可變增益放大器輸出級電路………..…....20

圖 3.7 單一級可變增益放大器電路………...21

圖 3.8 源級退化電阻網路………...22

圖 3.9 共模回授電路………...24

圖 3.10 未作頻率補償之共模回授電路小信號等效電路……….……25

圖 3.11 加入米勒補償電容之共模回授電路小信號等效電路……….25

圖 3.12 加入米勒補償電容及電阻之共模回授電路小信號等效電路.26 圖 3.13 包含 Start-Up 機制的偏壓電路………..…....27

圖 3.14 包含 Start-Up 機制的帶差參考電路…………..………...29

(16)

圖 3.15 直流偏移抵消電路……….…………....30

圖 3.16 五級可變增益放大器與直流偏移抵消電路……..…………..31

圖 3.17 4 轉 14 解碼器電路………..…….34

圖 3.18 7 轉 20 解碼器電路……….…..35

圖 3.19 可變增益放大器輸入相關雜訊分析等效電路……….………37

圖 4.1 可變增益放大器直流轉移特性曲線………...40

圖 4.2 可變增益放大器最大輸入信號電壓範圍………....41

圖 4.3 可變增益放大器最大輸出信號電壓範圍……….…..42

圖 4.4 暫態模擬(增益-5dB~65B)………..……….43

圖 4.5 可程式控制增益放大器無負載時頻率響應…………..………44

圖 4.6 可程式控制增益放大器考慮 ADC 負載頻率響應……….44

圖 4.7 THD 分析(信號頻率 1MHz,增益 0dB)……….…..…..45

圖 4.8 THD 分析(信號頻率 1MHz,增益 65dB)………...45

圖 4.9 THD 分析(信號頻率 8MHz,增益 0dB)………..…..46

圖 4.10 THD 分析(信號頻率 8MHz,增益 65dB)……….…....46

圖 4.11 源級退化電阻 Rd 與增益關係曲線圖(線性刻度)………....48

圖 4.12 源級退化電阻 Rd 與增益關係曲線圖(對數刻度)………….49

圖 4.13 共模回授電路的大小與相位響應………....50

圖 4.14 帶差參考電路對溫度變異模擬結果……….51

(17)

圖 4.16 可程式控制增益放大器包含直流偏移抵消電路,無負載的

頻率響應………..……….52

圖 4.17 可程式控制增益放大器包含直流偏移抵消電路,考慮 ADC 負載的頻率響應………..………...52

圖 4.18 可程式控制增益放大器抵消直流偏移電壓的穩態時間…...53

圖 4.19 可程式控制增益放大器不具有直流偏移抵消電路,輸入有 偏移電壓的頻率響應……….……...54

圖 4.20 4 轉 14 解碼器的輸入信號波形……….…..54

圖 4.21 4 轉 14 解碼器的輸出信號波形………..………….55

圖 4.22 7 轉 20 解碼器的輸入信號波形……….……..55

圖 4.23 7 轉 20 解碼器的輸出信號波形………..…………56

圖 5.1 可程式控制增益放大器晶片設計流程………..……….59

圖 5.2 可程式控制增益放大器晶片之 Floor Plan………....60

圖 5.3 可程式控制增益放大器晶片佈局結果………...61

圖 5.4 可程式控制增益放大器晶片打線圖………...62

圖 5.5 可程式控制增益放大器晶片封裝腳位圖………..…....62

圖 5.6 時域動態與靜態特性量測方式………...64

圖 5.7 LMH6503 頻率響應圖(負載 10pF 和 1M ohm)……..………….66

圖 5.8 頻域特性量測方式………...66

(18)

圖 5.9 LMH6503 頻率響應圖(負載 50 ohm)………..……..………….67

(19)

第一章 緒論

1.1 相關研究發展

近年來,我國 NII 所推動的資訊社會全民化;資訊產業國際化,

使得網路的使用已經與生活上有著密切的關係,且隨著積體電路技術 的進步,無線通訊隨之蓬勃發展,應用於手機的GSM、CDMA 以及 W-CDMA 系統,或是應用於無線區域網路 WLAN(Wireless Local Area Network)的 IEEE 802.11a/b/g 系統,甚至於是下一代通訊系統的主流 WiMAX(Worldwide Interoperability for Microwave Access)系統,都一 再證明無線通訊的未來,能徹底改變人們工作、娛樂、以及生活的型 態 。 本 論 文 所 設 計 及 實 現 的 可 程 式 控 制 增 益 放 大 器 PGA (Programmable Gain Amplifier),是應用於 IEEE 802.11a/b/g 無線區域 網路系統,IEEE 802.11a 此規範採用 5GHz 的頻段、使用正交分頻多 工OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)的傳輸技術、傳 輸速率由6 Mbps ~ 54 Mbps,較採用 2.4 GHz 頻段的 802.11b 的 1 Mbps

~ 11 Mbps 快約 5 倍,而 IEEE 802.11g 採用與 IEEE 802.11b 同樣的 2.4 GHz 頻段,傳輸技術與傳輸速率與 802.11a 一樣,而 IEEE 802.11a/b/g 系統規範提供通道空間(Channel Spacing)為 20MHz,實際訊號頻寬 (Signal Bandwidth)則為 16.6MHz。

(20)

第一章 緒論

在IEEE 802.11a/b/g WLAN 接收端系統中,會需要能提供類比數 位 轉 換 器 ADC(Analog to Digital Converter) 較 大 動 態 增 益 範 圍 (Dynamic Range)的可變增益放大器 VGA(Variable Gain Amplifier),就 可變增益放大器而言,為了達到增益可調的需求,最早的電路都是採 取 BJT 電晶體元件其 I-V 既有的 Exponential Function 來達成控制曲 線具有 Linear-in-dB 的特性。而為了使電路製作成本降低及高整合 度,所以採用技術成熟且成本較低的 CMOS 製程來設計,但由於 CMOS 一般的操作模式為 Square Law,並不能直接達成 Linear-in-dB 的特性,如何在標準 CMOS 製程中實現具有 Linear-in-dB 特性的可 變增益放大器,為目前主流的研究方向,目前可變增益放大器結構大 都為以下幾種類型,改變負載電阻[1][2]、Current divider[3][4][5][6]、

Source-coupled pair [7]和改變回授電阻[8][9][10][11],但存在著頻寬與 總諧波失真THD(Total Harmonic Distortion)會隨增益改變,線性度不 佳,功率消耗大等問題,所以本論文可程式控制增益放大器中的可變 增益放大器採用改變源極退化電阻架構[1][12][13]來改善以上等問 題。

(21)

1.2 研究動機

在IEEE 802.11a/b/g 無線區域網路系統,如圖 1.1 所示,分為發 射機 Tx(Transmitter)與接收機 Rx(Receiver)兩大部分,對於接收機而 言,由於從天線接收到的訊號會忽大忽小,忽強忽弱,產生的原因是 因為基地台的天線向外輻射時,包括不同的仰角和方位角,也就是有 各 種 不 同 的 傳 播 路 徑 所 造 成 的 多 重 路 徑 傳 播 (Multi-path Propagation)。對於多重路徑傳播所造成接收訊號強度的變化,接收機 需要一個可程式控制增益放大器,將天線所接收訊號強弱變化時,經 由改變可程式控制增益放大器的增益以維持固定振幅輸出,系統中才 由後級的類比數位轉換器 ADC 做訊號取樣與量化,系統中若無可程 式控制增益放大器電路則會因太大或太小的訊號振幅造成類比數位 轉換器 ADC 的量化錯誤,所以可程式控制增益放大器在系統接收機 上有很大的重要性。本論文設計、模擬及實現可程式控制增益放大器 具高增益、高線性度、大的工作頻寬、較低功率消耗、直流偏移電壓 抵消,增益易於控制等特點。

圖1.1 IEEE 802.11a/b/g Transceiver Front-end

(22)

第一章 緒論

1.3 論文組織

第一章: 緒論,可程式控制增益放大器相關研究發展和研究動機。

第二章: 可程式控制增益放大器規格評估與架構分析,概述可程式控 制增益放大器的核心電路可變增益放大器的種類以及用於 IEEE 802.11a/b/g無線區域網路接收端系統中可程式控制增 益放大器時必需考量的參數規格。

第三章: 可程式控制增益放大器電路分析與設計,是將可程式控制增 益放大器各個區塊電路作分析與設計。

第四章: 可程式控制增益放大器電路模擬結果,是呈現可程式控制增 益放大器各個區塊電路及其各項參數模擬出的結果。

第五章: 可程式控制增益放大器晶片實現與量測考量,是描述使用台 灣 積 體 電 路 TSMC 所 提 供 的 0.18μm Mixed Signal 1P6M Salicide CMOS 製程來實現可程式控制增益放大器晶片,其 晶片佈局結果以及晶片驗證的量測方式。

第六章: 結論。

(23)

第二章 可程式控制增益放大器 規格評估與架構分析

2.1 可變增益放大器 VGA 架構分析

可變增益放大器 VGA(Variable Gain Amplifier)為可程式控制增 益放大器電路中核心的電路,在各種製程與架構的可變增益放大器 中,圖2.1 為常見的五種基本可變增益放大器架構,以下再分別的剖 析。

圖2.1 各種基本可變增益放大器架構

前四種電路組態,圖 2.1(a)、(b)、(c)、(e)都為開迴路的電路架構,

而圖2.1(d),則為閉迴路的架構,開迴路架構的可變增益放大器,其

(24)

第二章 可程式控制增益放大器規格評估與架構分析

電路電壓增益可用 gm · Ro來表示,因此如果想改變電路的放大增益,

最簡單的方式是去改變 gm或者是改變 Ro

在圖2.1(a)中,此架構的可變增益放大器經由改變負載電阻 Ro, 進而改變增益[1][2],更由於是 MOSFET 的輸出電阻,因此負載電阻 可以減少電路非線性的程度;由於支配此電路的極零點是坐落在輸出 點上,所以時間常數 τ 會因 Ro的變化而改變;因而此電路組態當增 益改變時,無法維持頻寬為一固定常數。

在圖3-1(b)中,此架構的可變增益放大器為一 Current divider;利 用相同的轉移電導(Transconductance)去平分電流 Ii [3][4][5],分流的 比例由控制電壓 VC所決定,此 Current divider 的二次方程式會造成 分析增益線性度的困難;對 VC而言,還需要一級預防失真的電路裝 置[6];甚至電路的線性度會被產生電流 Ii 的輸入轉移電導所限制。

在圖 3.1(c)中,此架構的可變增益放大器 Source-coupled pair 電 路的轉移電導會因改變電晶體的偏壓電流而改變[7],此電路組態的

增益和輸入相關雜訊各自對 gm和輸入電晶體的 gm1 成一特定比例;當 輸入信號微弱時,此放大器會採用大的偏壓電流去獲得高放大增益及 低雜訊的特性;換句話說,當輸入信號其強度較大時,採用小的偏壓 電流會獲得較低的增益,但會降低電路的線性度。

在圖 3.1(d)中,要展示的是一擁有 Resistor-Network 回授組態的

(25)

高增益放大器;相較於其他四種可變增益的放大器電路架構,此電路 的電壓增益跟Rf1、Rs1、Rf2,和RS2的比例相關[8][9][10],假如回授 增益夠大且 Resistor-Network 線性度夠的話,此放大器可以達到高放 大線性;然而,假如在使用convertional operational 放大器的狀況下 [11],回授因子的變化會進而影響此放大電路的頻寬和線性度;當此 電路被設計在最糟糕的情況下,也就是系統需要用到此放大器所有的 增益動態範圍時,此放大電路的功率消耗並無法達到一個最佳化的設 計。

在圖3.1(e)中,此Source-coupled pair電路的轉移電導會因改變退 化電阻Rd(Degeneration Resistor)而改變[1][12][13],退化電阻Rd可以改 善放大器的線性度;當輸入信號微弱時,此放大器會採用小的Rd去獲 得高增益及較低的雜訊;當輸入信號其強度較大時,此放大器會採用 大的Rd去獲得低增益及較高的線性度;所以此電路組態在固定輸出信 號位準時,可以達到其信號對雜訊失真率SNDR(Signal to Noise and Distortion Ratio)為一常數,而且和此放大電路的增益無關,除此之 外,因為主極點位於電路輸出端的位置,當Rd改變時,極點的變化對 頻寬幾乎沒有什麼影響,因此電路工作頻寬可以維持固定,本論文可 程式控制增益放大器中主要放大電路即是採用此種可變增益放大器 架構。

(26)

第二章 可程式控制增益放大器規格評估與架構分析

2.2 可程式控制增益放大器架構分析 2.2.1 增益範圍(Gain Range)

從現有的IEEE 802.11 a/b/g 規範中,制定出可程式控制增益放大 器所需的增益範圍,要制定可程式控制增益放大器所需增益範圍,首 先要分別求出最大增益及最小增益需求,以下便加以分析討論。

圖2.2 可程式控制增益放大器的增益範圍評估

圖2.2 為可程式控制增益放大器的增益範圍評估,假設系統中的 低雜訊放大器LNA(Low Noise Amplifier)與混波器(Mixer)為 50 ohm 系統,低通濾波器 LPF(Low Pass Filter)的輸入阻抗為∞。當由天線接 收到的功率訊號經過低雜訊放大器 LNA 與混波器 Mixer 兩級電路放 大,在負載阻抗為50 ohm 條件下轉成電壓訊號,此電壓訊號會因為 低通濾波器 LPF 輸入阻抗為∞產生電壓全反射,低通濾波器 LPF 的 輸入電壓等於混波器Mixer 輸出電壓的兩倍。

(27)

表2.1 IEEE 802.11a/b/g Input level sensitivity with data rate Input level sensitivity

with data rate Minimum Maximum

IEEE 802.11a -82dBm@ 6Mbps

-65dBm@ 54Mbps -30dBm IEEE 802.11b -87dBm@ 1Mbps

-76dBm@ 11Mbps -10dBm IEEE 802.11g -82dBm@ 6Mbps

-76dBm@ 54Mbps -20dBm

由表 2.1 可知 IEEE 802.11a/b/g 所接收到的最小訊號功率為 -87dBm,假設系統中帶通濾波器 BPF(Band Pass Filter)和 Tx/Rx 開關 具有插入耗損(Insertion Loss) 4dB,則在低雜訊放大器 LNA 的最小輸 入訊號功率為-91dBm;最大輸入訊號功率為-14dBm。因此整個 IEEE 802.11a/b/g 接收機的動態範圍至少要大於 77dB(-91dBm~-14dBm)。

以下為可程式控制增益放大器增益範圍的推導過程:

步驟 1:混波器(Mixer)的輸出功率

14 20 6 3 98 10-3

o(mixer),max

P = − dBm + dB = dBm = . × w (2.1) 91 30 -61 0.79 10-9

o(mixer),min

P = − dBm+ dB= dBm= × w (2.2)

步驟2:混波器(Mixer)的輸出電壓振幅

(28)

第二章 可程式控制增益放大器規格評估與架構分析

2Vi+

RL = ∞ Vi+

, 2 2 ,

i LPF i o Mixer

V = V+ = V

L 50 R =

o,Mixer

V

, P LNA

G GP Mixer,

1 2 ( 50 )

2

o L

L

P V R

= R = Ω

∵ (2.3)

Vo(mixer),max =0.63Vpeak(diff.) (2.4) Vo(mixer),min =2.81 10× -4Vpeak(diff.) (2.5)

步驟3:低通濾波器 LPF(Low Pass Filter)的輸入電壓振幅

V

i(LPF),max

= × 2 0.63 1.26 = V

peak

(diff.)

(2.6)

V

i(LPF),min

= × 2 2.81 10 ×

-4

= 5.62 10 ×

-4

V

peak

(diff.)

(2.7)

步驟 4:可程式控制增益放大器的輸入電壓振幅

Vi(PGA),max =1.26 10× 0 =1.26Vpeak(diff.) (2.8)

(29)

V

i(PGA),min

= 5.62 10 ×

-4

× 10

0

= 5.62 10 ×

-4

V

peak

(diff.)

(2.9) 步驟 5:可程式控制增益放大器的電壓增益範圍

20log 1

-4

65 5.62 10

Gain

max

dB

= =

×

(2.10)

Gain

min

20log

1.26 1

-2 dB

= =

(2.11)

動態範圍為 67dB

可程式控制增益放大器增益規格:

增益範圍為 -5dB ~ 65dB 動態範圍為 70dB

V

i(PGA),max

= 1.77 V

peak

(diff.)

(2.12)

V

i(PGA),min

= 0.56 mV

peak

(diff.)

(2.13)

2.2.2 頻寬(Bandwidth)

IEEE 802.11a/b/g 系統定義的通道頻寬為 20MHz,實際訊號頻寬 為16.6MHz,所以當混波器 Mixer 將高頻 RF 訊號直接降頻到基頻時,

訊號頻率範圍從-8.3MHz 至 8.3MHz,因此可程式控制增益放大器的 工作頻寬至少必須大於IEEE 802.11a/b/g 規格要求的 8.3MHz。

(30)

第二章 可程式控制增益放大器規格評估與架構分析

2.3 可程式控制增益放大器目標規格

由以上的可程式控制增益放大器增益評估分析以及其他 IEEE 802.11a/b/g 規格內,可以得知在符合 IEEE 802.11a/b/g 的系統要求 下,可程式控制增益放大器的目標規格如表2.2 所示。

表2.2 可程式控制增益放大器目標規格

Item Specification Bandwidth > 8.3 MHz

Gain range -5 ~ 65 dB

Gain step 1 dB

Gain accuracy < 1dB

Input swing range (diff.) 0.56mV ~ 1.77V (peak) THD > 30 dBc

Supply voltage 1.8 V

Technology TSMC 0.18μm 1P6M CMOS Process

(31)

第三章 可程式控制增益放大器 電路分析與設計

3.1 可程式控制增益放大器簡介

可程式控制增益放大器 PGA(Programmable Gain Amplifier)架 構,如圖 3.1,其主要放大部分是由五級相同的可變增益放大器 VGA (Variable Gain Amplifier)串聯而成,每一級可變增益放大器可提供增 益範圍為 -1dB ~ 13dB,每一增益變化步階為 1dB,也就是提供 14dB 的動態範圍,因此可程式控制增益放大器總共可以產生 70dB 的動態 範圍(增益範圍-5dB ~ 65dB),滿足 IEEE 802.11a/b/g 系統所需的增益 範圍 (-2dB ~ 65 dB),其控制增益變化的電路是每一級可變增益放大 器皆由一個 4 轉 14 解碼器(4-to-14 Decoder)來控制增益變化,再由一 個 7 轉 20 解碼器(7-to-20 Decoder)個別控制五個 4 轉 14 解碼器,因 此可程式控制增益放大器其控制增益變化是由外部輸入 7 位元數位 碼來控制,所以整個電路即稱為可程式控制增益放大器,可程式控制 增益放大器也包含直流偏移抵消電路(DC-Offset Cancellation),其直 流偏移抵消電路主要是因為通常在放大器的電路製作上,會因為電晶 體或負載電阻的不匹配,所造成的直流偏壓準位的偏移。由於放大器 的增益很大,所以容許的不匹配量很小,為確保放大器電路有正常的

(32)

第三章 可程式控制增益放大器電路分析與設計

直流位準,則加上一個直流偏移抵消電路,來修正因不匹配的直流位 準,所造成的直流位準偏移。

+ + + +

-A1 -A2 - A3 - A4 Von

4-to-14 Decoder

4-to-14 Decoder

4-to-14 Decoder

4-to-14 Decoder

7-to-20 Decoder

D1 D2 D3 D4 D5 D6

+ -A5

4-to-14 Decoder D7

Vip Vop Vin

CLPF

RLPF1

RLPF2

MNS1 MNS2

VB MNS3

DC-Offset Cancellation

圖 3.1 可程式控制增益放大器電路架構

3.2 可變增益放大器 VGA (Variable Gain Amplifier)

可變增益放大器是可程式控制增益放大器的核心電路,影響可程

式控制增益放大器的整體效能,例如增益、電路頻寬、線性度、雜訊 等,而為了得到高增益與較佳的線性度,本論文的可變增益放大器是 採用全退化差動對(Fully Differential Degeneration Pair )為基本架構,

如圖 3.2 所示。

(33)

Rd

Vip Vin

RL RL

I I

圖 3.2 基本源級退化差動對放大器

全退化差動對放大器的轉導可以表示如下:

1 1

diff m1

2

= g + Rd Gm

1 2

diff m1

m1

Gm = +g g

Rd

(3.1)

因此,全退化差動對的電壓增益可以表示如下:

1

1 2 2

m1 L L

diff L

d d

m1

m1

g R R

Av Gm R

R R

g g

= ⋅ = =

+ +

(3.2)

假設Rd 很大時

2 R

L

Av = Rd

(3.3)

(34)

第三章 可程式控制增益放大器電路分析與設計

由(3.2)可知可變增益放大器的增益為負載電阻 RL 以及源級退化 電阻Rd、電晶體 M1 的 gm值有關,若電晶體 M1 的 gm值很大時,此 項可被忽略,增益方程式就被改成(3.3),所以放大器的增益就只跟負 載電阻RL以及源級退化電阻Rd有關,藉由改變負載電阻RL與源級退 化電阻 Rd 的比值,產生電壓增益的放大與衰減,但要為了提升電壓 增益的精準度,所以此時要有一個 Gm-Boosting 電路[14][15][16]來 增加放大器輸入端電晶體的gm值,如圖 3.3,使得放大器輸入端電晶 體的 gm值能夠增加,以滿足增益方程式。其半電路可以表示成如圖 3.4,為了便於推導其小信號電壓增益,假設電晶體 MN1、MN2、MN3 與 MN4 的 ro很大,也就是忽略電晶體的通道長度調變效應,圖 3.5 為其小信號等效電路。

圖 3.3 Gm-Boosting 與源級退化電阻 Rd電路

(35)

圖 3.4 加入 Gm-Boosting 的源級退化差動對半電路

vin

gm1vgs1 gm4vgs4

vx

vo

vo

Rd/2 1/gm3

gm2vgs2 ro3

vgs1

vgs2

vgs4 vs

io i

圖 3.5 小信號等效電路 小信號電壓增益推導如下:

4 4 1 4

( )

3 3

vo gm vgs gm vx vo gm gm

= = − (3.4)

vo gm( 3+gm4)=gm vx4 (3.5) 4

3 4

vo gm vx

gm gm

= + (3.6)

(36)

第三章 可程式控制增益放大器電路分析與設計

( )

( )

3 1 1 1 -

1 2

2

1 2

3 2

1 1 1 2

3 2 2

i vx ro gm vgs gm vin vs

gm vin i gm vo Rd

vx Rd

gm vin gm vo ro

vx Rd Rd

gm vin gm gm gm vo ro

= −

=

=

= − −

= − − −

= + +

(3.7)

1 1

1 1 2

3 3 2 2

gm Rd Rd

vx gm vin gm gm vo ro ro

− − = + (3.8)

1 1 2

2

1 1

3 3 2

2 2

1 1

3 1 2

gm vin gm gm voRd

vx gm Rd

ro ro vin gm Rd vo

Rd ro gm

= +

− −

+

= −

+

(3.9)

2 2 4

3 4 1 1 3 1 2 vin gm Rd vo vo gm

gm gm Rd

ro gm

+

= − ⋅

+ +

(3.10)

4 2 2 4

1 3 4 1 1 3 4 1 1

3 1 2 3 1 2

gm Rd

gm gm vin

vo gm gm Rd gm gm Rd

ro gm ro gm

+ ⋅ = −

+ +

+ +

(3.11)

1 4

2 3 4 3

1 2 3 4 2

1 3 4 1

1 2 1 2

Rd gm gm ro Rd

gm ro

gm gm gm

vo Rd gm gm Rd vin

gm gm

⎡ ⎤

⎢ ⎥

⎢ ⎥

⎛ ⎞

⎢ ⎥

⎜ ⎟

⎢ ⎥

⎣ ⎦ ⎝ ⎠

+ +

+ = −

+ + +

(37)

4 3

3 4 1 4

1 2 3

1 2 3 4

3 1 2 3 4

3 4 4

3 4 1

4 2 1 1 2 3

3 4

vo gm ro

vin gm gm Rd gm

gm ro

gm gm gm

ro gm ro gm

gm gm gm

gm gm Rd

gm gm ro gm

gm gm

= − ⋅

+ + ⎛⎜⎝ + + ⎞⎟⎠

⎛ + ⎞

⎜ + ⎟

⎝ ⎠

= − ⋅

+ +

⎛ + ⎞

⎜ + ⎟

⎝ ⎠

(3.12)

若假設

2 3 4 1

3 4

gm ro gm

gm + gm  (3.13)

1 1 1 1

2 1 2

4 2 2

1 2 3

3 4

vo

Rd Rd

vin gm gm

gm gm ro gm

gm gm

= − ⋅ ≅ − ⋅

+ +

(3.14)

由於可變增益放大器需要很大的輸出電壓範圍,因此設計成在輸 出端再串接一級共源級放大器 CS-Amp(Common Source Amplifier),

如圖 3.6 所示,形成可程式控制增益放大器中的一級可變增益放大 器,如圖 3.7 所示。可變增益放大器的輸出級,共源級放大器,會決 定可程式控制增益放大器電路的輸出電壓範圍,藉由分析可變增益放 大器電路的最大輸出電壓與最小輸出電壓,可以求得負載電阻之間的 比例關係,如此可以設計出負載電阻值。因為電路為差動輸出,兩端 是對稱情形,所以只需要分析其中一端即可,當電晶體 MN15 為 Off 與電晶體 MN14 為 On,電路具有最小輸出電壓,如(3.15)表示。

(38)

第三章 可程式控制增益放大器電路分析與設計

Vo

min,peak

=V

DS,sat (3.15)

當電晶體 MN15 為 On 與電晶體 MN14 為 Off,電路具有最大輸 出電壓,如(3.16)表示:

( )

max,peak DS,sat L2 L4

L2 L4

DS,sat DD DS,sat

L1 L2 L4

Vo =V +I (R +R ) (R +R )

=V + V -V (R +R +R )

(3.16)

圖 3.6 可變增益放大器輸出級電路

加上輸出級的可變增益放大器其電壓增益,如(3.17)表示:

( )

( ) ( )

1 2

1 2 1 2

5 3

5 5

2 1 2

4 2 2

1 2 3

- II

II II

L L

L L L L

io gm

Av R R

vin gm

R R R R

gm gm

Rd Rd

gm gm

gm gm ro gm

⎡ ⎤

= × ⎢ ⎥

⎣ ⎦

= ≅

+ (3.17)

(39)

由(3.17)的推導結果,得知可變增益放大器電壓增益只與負載 電阻以及源級退化電阻的比值有關,若在晶片實現時,選用同種材質 的電阻,配合晶片佈局技巧,能夠降低電阻的製程變化對增益的影 響,也就是提升增益控制的準確度。由以上分析得知,可變增益放大 器電壓增益的變化,可以藉由改變負載電阻或是源級退化電阻,若是 選擇改變負載電阻,則輸出端的極點會隨負載電阻變化,因此電路頻 寬會隨增益變化;若是選擇改變源級退化電阻,則電路頻寬可以維持 固定,因此本論文即是採用此種方式改變電壓增益。

圖 3.7 單一級可變增益放大器電路

(40)

第三章 可程式控制增益放大器電路分析與設計

3.3 源極退化電阻網路

(Source Degeneration Resistor Network)

由以上得知,可變增益放大器電壓增益只與負載電阻以及源級退 化電阻的比值有關而已,改變源級退化電阻 Rd,可達到增益可變的 結果,因為要達到一級可變增益放大器增益變化的範圍為-1dB ~ 13dB,增益步階為 1dB,共 15 種增益值,15 個步階,所以設計出使 用電晶體當開關的 RD-Network 電路,如圖 3.8 所示,利用電晶體當 一開關使用來選擇某個相對應增益的源級退化電阻 Rd,來改變可變 增益放大器的增益。其增益與源級退化電阻 Rd 對應關係為大電阻其 增益值較小,反之小電阻其增益值較大。

圖 3.8 源級退化電阻網路

源級退化電阻網路其電路的工作原理為在同一時間內,只有其中 一個電晶體開關是被選擇導通(On)的,其他的電晶體開關都是截止 (Off)的,增益從-1dB 至 13dB 所對應的電阻如下表示:

(41)

1 1

2 1 2

d switch

d switch

R R R

R R R R

= +

= + +

14 1 2 14

15 1 2 14 15

...

...

d switch

d

R R R R R

R R R R R

= + + + +

= + + + +

其中 Rswitch 表示電晶體導通的等效電阻,與電晶體的尺寸成反

比。因為Rswitch是非線性電阻,會使得可變增益放大器產生諧波失真,

所以 Rswitch要越小越好,在設計時也考量到此問題所以將 MOS 電晶

體寬度加大,讓其等效的電阻Rswitch較低,較不會影響到源級退化電 阻Rd 的電阻值,使得可變增益放大器增益值能夠很精準。

3.4 共模回授 CMFB(Common Mode Feedback)電路

可變增益放大器為一高增益放大器,所以輸出共模位準對於元件 特性及不匹配、溫度或是供應電壓變化的影響,且不能藉由差動回授 來穩定,導致輸出直流電壓位準偏移,輸出共模電壓位準也會跟著偏 移,可能使得下一級的輸入電壓範圍受到壓縮,訊號就會失真,為了 解決此問題。因此必須加入共模回授電路,以穩定輸出共模電壓位 準。共模回授電路有三個功能,量測可變增益放大器輸出、和參考值 比較,將誤差回傳至可變增益放大器偏壓電路中。

如圖 3.7 所示,使用兩個電阻 RL2 與 RL4 偵測可變增益放大器

(42)

第三章 可程式控制增益放大器電路分析與設計

輸出共模電壓位準,在RL2=RL4 情形下,輸出共模電壓,如(3.18)表 示:

2

op on out,CM

V = V +V

(3.18)

偵測到的共模電壓與參考電壓(Vref)的差值被共模回授放大器所 放大,再將誤差回傳至可變增益放大器偏壓電路中,改變可變增益放 大器的偏壓,使得輸出共模電壓被參考電壓鎖定。

可變增益放大器的共模回授放大器採用常見的兩級運算放大器 (Two-Stage OP-Amp) [17][18],如圖 3.9 所示。利用運算放大器的高增 益,可以將可變增益放大器輸出的共模電壓很準確的鎖定在參考電 壓,即使輸出共模電壓只有很微小的偏移,與參考電壓的差值也會被 回授放大器明顯放大,來調整可變增益放大器的偏壓,完成共模回授 的動作。

圖 3.9 共模回授電路

(43)

由於共模回授電路在應用時會形成閉迴路,兩級運算放大器若為 閉迴路型態,會有穩定度問題,所以需要做頻率補償,在未作補償之 前,共模回授電路的小信號等效電路,如圖 3.10 所示:

圖 3.10 未作頻率補償之共模回授電路小信號等效電路

共模回授電路極點可以表示如下:

1 2 6 1 2 6 7

2 4 7 2 4 7

1

1 1

2

2 2

-1

-1

II II

o o db db gs

o o db db L

R r r C C C C

R r r C C C C

p R C

p R C

= = + +

= = + +

=

=

加入米勒補償電容之後,共模回授電路的小信號等效電路,如圖 3.11 所示:

圖 3.11 加入米勒補償電容之共模回授電路小信號等效電路

(44)

第三章 可程式控制增益放大器電路分析與設計

共模回授電路極零點可以表示如下:

1

7 1 2

7 2

2

7 1

- 1

-

m m

m

p g R R Cc p g

C z g

Cc

=

由結果可知,極點 P1被移往低頻,形成共模回授電路的主極點,

而極點 P2被移往高頻,兩個極點拉開使得相位邊限 PM(Phase Margin) 增加,然而因為加入米勒補償電容後也產生一個在複數平面中右半平 面的零點,會造成電路的不穩定,為了解決這問題,所以再串接一個 電阻RC,共模回授電路的小信號等效電路,如圖 3.12 所示:

vin R1 C1 vo

v1

R2 C2

Cc

gm1vin

Rc

gm7v1

圖 3.12 加入米勒補償電容及電阻之共模回授電路小信號等效電路

共模回授電路極零點可以表示如下:

1

7 2 1

7 2

-1

-

m m

p g R R Cc p g

C

3

1

1

-1 1

(1/ - ) p RcC

z Cc g Rc

(45)

若是設計 RC 等於

7

1

gm ,則零點位置會被移到無窮遠處,設計上 電阻RC是採用 MOS 電晶體來取代實際的電阻避免頻率補償受到製程 變化與溫度的影響。

3.5 偏壓(Bias)電路

可程式控制增益放大器,採用的偏壓電路為Self-Biasing Gm Reference的架構,如圖 3.13 所示。其中電晶體 MP1、MP2、MN1、

MN2、MN3、MN4 組成為Constance-Gm電路,而電晶體 MS1 及MS2 及 電 容Cb為 Start-Up 電 路 , 加 入 Start-Up 電 路 的 原 因 是 由 於 Constance-Gm電路會有兩個穩態點,即電晶體 MP1、MP2、MN1、

MN2、MN3、MN4 皆為關閉,其電流為零;或電晶體 MP1、MP2

、MN1、MN2、MN3、MN4 皆為導通,其電流為 Ib,因此為了使電 晶體 MP1、MP2、MN1、MN2、MN3、MN4 能夠正常動作,所以才 需要有Start-Up 電路,來確保偏壓電路能夠正常的工作。其 gm 值由 (3.19)來決定。

圖 3.13 包含Start-Up機制的偏壓電路

(46)

第三章 可程式控制增益放大器電路分析與設計

g = 2μ W I

m,MN4 n L MN4 b,MN4

⎛ ⎞⎜ ⎟

⎝ ⎠

( ) ( )

W

L M N 4 2 1 -

W

L M N 3

g =

m ,M N 4 R

b

⎡ ⎤

⎢ ⎥

⎢ ⎥

⎢ ⎥

⎢ ⎥

⎣ ⎦

(3.19)

3.6 帶差參考(Bandgap)電路

帶差參考電路,如圖 3.14 所示,在本論文設計上是用來當作供 應給共模回授電路的一個穩定的參考電壓。使用帶差參考電路的原 因,是由於大部份的製程參數會隨著溫度變化,因此如果一參考電路 與溫度無關,則它通常也和製程無關。設計上利用二個方向相反的溫 度係數 TC(Temperature coefficients)做適當的權重相加,便可以形成零 TC 值,並得到一個與溫度無關的電路。在半導體技術中,雙載子電 晶體 BJT 的特性已被證明最可以提供正和負 TC 值。輸出的電壓值由 (3.20)決定,其值與溫度無關。

(

T ln

)

D1 D2 Vref

1

V n

I =I = R =I

ref BE3 Vref B2 BE3 B2 T ln

B1

V =V +I R =V +R V n

R (3.20)

(47)

其中 VT=kT⁄q,k 為波茲曼常數(Boltzmann constant),T 為絕對 溫度,q 為基本電荷,n 為雙載子電晶體 BJT QB2 與 QB1 面積的比 值。

圖 3.14 包含Start-Up機制的帶差參考電路

3.7 直流偏移抵消(DC-Offset Cancellation)電路

直流電壓偏移產生的原因是因為製程的不理想特性或其他因素 而產生直流偏壓位準有所偏移,也就是在可程式控制增益放大器輸入 端若是有很微小的直流偏移電壓,而當直流偏移電壓隨著高增益的多 級可變增益放大器放大後,會將可變增益放大器兩端差動的直流偏壓 點拉開,最後造成訊號失真,故需在可程式控制增益放大器中加入直 流偏移抵消(DC-Offset Cancellation)電路,如圖 3.15 所示,來解決此 一問題。簡單來說直流偏移抵消電路的功用,是將可程式控制增益放 大器的直流偏移電壓降低或是濾除。

(48)

第三章 可程式控制增益放大器電路分析與設計

圖 3.15 直流偏移抵消電路

直流偏移抵消電路分為兩個部份,低通濾波器 LPF(Low Pass Filter)與偏移減法器(Offset Subtracter)。低通濾波器 LPF,其主要功能 是取出輸出信號的直流信號,濾除高頻信號,因而改變偏移減法器的 偏壓電流大小,進而調整第一級可變增益放大器的輸出直流電壓位 準,達到直流偏移抵消的動作。

可程式控制增益放大器加入直流偏移抵消電路之後,整體電路為 一閉迴路電路,如圖 3.16 所示,其五級可變增益放大器的轉移函數 可表示為A(s),直流偏移抵消電路的轉移函數可表示為 β(s)。

(49)

( )s β

A s( )

圖 3.16 五級可變增益放大器與直流偏移抵消電路

因此可程式控制增益放大器電路的轉移函數,如(3.21)表示:

( ) ( ) ( ) ( )

f 1

Vout A s A s = =

Vin +A s β s (3.21)

假設 Ao為 A(s)的增益,PA為 A(s)的極點,極點PA位置在可程式控制 增益放大器的輸出端,因此 A(s)與極點,如(3.22)表示:

( )

1

o A

A s = +As P 1

A L L

P

=

R C (3.22)

假設直流偏移抵消電路的直流增益為一,則β(s) ,如(3.23)表示:

( )

1

1

β

β s = +Ps

(3.23)

(50)

第三章 可程式控制增益放大器電路分析與設計

1 1 R 2C

Pβ

=

,其中R=RLPF1= RLPF1,C=CLPF

因此可知,電路整體的轉移函數,如(3.24)表示:

( )

( )

2

1 1 1 1

1 1

1 1

o

f A

o

A

o o

A o

A A

A s A P

A s A A

s s

P P

A s A P

P P

s s A

P P P P

β

β β

β β

β

+

= =

+ + ⋅

+ + +

= +

+ + +

(3.24)

3.8 4 轉 14 解碼器(4-to-14 Decoder)

4 轉 14 解碼器是為了要控制每一級可變增益放大器增益(-1dB ~ 13dB)共 15 種增益值變化,4 轉 14 解碼器的工作原理是控制可變增 益放大器內源級退化電阻網路的電晶體開關,由於同一時間內只能控 制一個開關導通設定一個增益值輸出,因此 4 轉 14 解碼器的輸出碼 為單一碼輸出,而輸入碼則為二進位碼(Binary Code)形式,4 轉 14 解 碼器其真值表,如表 3.1 所示,將真值表以布林代數描述,如(3.25) 表示:

參考文獻

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