中 華 大 學

中 華 大 學 碩 士 論 文

題目：應用於 DVD RF Front-End 可程式化 Gm-C 等化器

Programmable Gm-C Equalizer For DVD RF Front-End

系 所 別：電機工程學系碩士班 學號姓名： M09301015 楊淑娟 指導教授：田慶誠 博士

中華民國 九十五 年 七 月

中文摘要

本論文為 CMOS 7 階低通濾波器，是利用 gm-C 的架構所組成，

-3dB 頻寬調整範圍為 10MHz~28MHz，製程為 TSMC 0.18um；其中 線性轉導工作放大器(linear operation transconductance amplifier)簡稱

OTA 為源級退化的架構來增加其線性度，此架構可工作在較高的頻

率；在共模回授電路方面，使用連續型架構，共模回受電路也有助於

濾波器穩定；在自動調整電路上，是採用較簡單的架構，其有助於修

正濾波器因為製程偏移和溫度偏移所產生的誤差；總功率消耗為

19.998mW，總諧波失真為-45.44dB(在輸入訊號為28MHz:100mVpp)，晶片

面積大小為 928 um 819 × um ，供應電壓為 3.3V。

ABSTRACT

Abstract – A full CMOS seventh-order Elliptic filter based on gm-C

biquads with a -3dB tuning frequency of 10MHz to 28MHz is realized

in TSMC 0.18um CMOS process . The linear operation transconductance

amplifier is base on source degenerated in order to achieve high linearity

and high-frequency operation. The common-mode feedback(CMFB)

circuit used to stabilize the bias of the filter architecture and a very simple

automatic tuning system corrects the filter gm deviations from process

parameter tolerances and temperature variation. The supply voltages used

are 3.3V. The total harmonic distortion is less than -45.44dB for input

signals up to 100mVpp.The filter chip area is only 928 um 819 × um .

誌謝

在這裡要感謝田老師在這兩年中，提供了良好的研究環境，以及 適時的指導我；田慶誠老師可能是我這生當中，遇到最認真最努力的 一位老師，老師對研究教學的執著，深深的影響了我，讓我了解了未 來該如何面對不斷而來的挑戰。

這本論文的一些內容，幾乎都是老師的指導，老師可是幕後的推 手，如今有初步的成績，這算是在老師領導之下圓了一個夢，說真的，

沒有老師的協助，自己也不知道自己在做些什麼東西，當然，CIC 的 大力協助，讓晶片設計的成果可以如此成功，其功勞之大，無語能形 容。

感謝信凱、瑋廷、子彬、偉智、智勝與陳育明學長、江學敏學長、

翊軒學長、俊貴學長、昱誠學長、淵鍊學長、家君學長、爾亮學長、，

在我遇到困難時不吝指導；以及實驗室所有的同學，感謝你們適時的 提供建議，讓我能順利的完成本論文，也讓我在這兩年的研究所生活 中留下了美好的回憶。

最後要特別感謝我的父母及家人和仁傑，感謝你們在我最失意的

時候不斷的給我鼓勵，如果這算是點小小的榮耀，我願與你們分享。

目錄

第一章 緒論

1-1 研究動機………1

1-2 C D / D V D 系統架構簡介……… 2

1-3 濾波器相關研究發展現況………5

第二章 設計流程 2-1 設計流程………7

2 - 2 O TA 簡 介 … … … 1 1 2-3 調整電路架構選擇………12

第三章 架構簡介 3-1 OTA 電路………13

3-2 偏壓電路………15

3-3 共模回授電路………16

3-4 主動濾波器實現………17

3-5 調整電路………18

3-6 Gain boost………19

3-7 主動濾波器電路………20

第四章 模擬結果 4-1 OTA Gm 的模擬………22

4-2 全電路頻率響應模擬………31

4-3 加入自動調整電路頻率響應………32

4-4 溫度對頻率響應之影響………33

4-5 電阻的變動對頻率響應之影響………35

4-6 濾波器線性度分析(THD 模擬結果)………37

4-7 Reference material and design the specification………48

第五章 佈局考量 5-1 IC 佈局注意事項………50

5-2 佈局圖………51

第六章良測考量 6-1 頻率響應量測方式………53

6-2 頻率響應量測結果………54

6-3 THD 量測方式………63

6-4 THD 量測結果………64

6-3 Gm 量測方式………48

第七章 結論………77

參考文獻………78

圖目錄

圖 1-1 CD/DVD 系統架構圖………2

圖 1-2 Three-Beam tracking method………3

圖 1-3 RF front-end IC 的功能及信號流程………3

圖 1-4 AGC 迴路方塊圖………4

圖 1-5 濾波器適用頻帶………6

圖 2-1 主動濾波器設計流程圖………7

圖 2-2 Fc=10MHz filter transfer function(由 Matlab 模擬)………8

圖 2-3 SPICE behavior model………8

圖 2-4 Fc=10MHz frequency response of SPICE behavior model………9

圖 2-5 模擬

Gm ∝ V _T

………10

圖 2-6 Gm 的模擬………10

圖 2 - 7 單 端 輸 出 … … … …… … … 11

圖 2-8 雙端輸出………12

圖 2-9 源級退化………12

圖 2-10 調整電路架構………12

圖 3-1 OTA 電路………13

圖 3-2 OTA 電路小訊號模型………14

圖 3-3 傳統偏壓電路………15

圖 3-4 寬振幅偏壓電路………16

圖 3-5 共模回授電路………17

圖 3-6 完整 OTA 電路………17

圖 3-7 接地電阻(grounded)和浮接電阻(floating) ………18

圖 3-8 調整電路架構………18

圖 3-9 調整電路………19

圖 3-10 Gain boost 電路………19

圖 3-11 主動濾波器電路架構………20

圖 4-1 主動濾波器電路架構………21

圖 4-2 完整 OTA 電路………21

圖 4-3 Gm21 的模擬………22

圖 4-4 Gm21 的直流分析結果………22

圖 4-5 Gm21 對頻率的關係圖………23

圖 4-6 模擬

Gm 21 ∝ V _T

………24

圖 4-7

Gm 21 ∝ V _T

模擬結果………24

圖 4 - 8 G m 2 2 的 模 擬 … … … 2 4 圖 4-9 Gm22 的直流分析結果………25

圖 4-10 Gm22 對頻率的關係圖………25

圖 4 - 11 模 擬

Gm 22 ∝ V _T

… … … …26

圖 4-12

Gm 22 ∝ V _T

模擬結果………26

圖 4 - 1 3 G m 2 3 的 模 擬 … … … 2 6

圖 4-14 Gm23 的直流分析結果………27

圖 4-15 Gm23 對頻率的關係圖………27

圖 4-16 模擬

Gm 23 ∝ V _T

………28

圖 4-17

Gm 23 ∝ V _T

模擬結果………28

圖 4-18 Gm1 的模擬………29

圖 4-19 Gm1 的直流分析結果………29

圖 4-20 Gm1 對頻率的關係圖………29

圖 4-21 模擬

Gm 1 ∝ V _T

………30

圖 4-22

Gm 1 ∝ V _T

模擬結果………30

圖 4-23 10M 時的增益值及 Group delay………31

圖 4-24 15M 時的增益值及 Group delay………31

圖 4-25 20M 時的增益值及 Group delay………31

圖 4-26 28M 時的增益值及 Group delay………32

圖 4-27 未加 Auto tunning 時其頻率響應………33

圖 4-28 加 Auto tunning 時其頻率響應………33

圖 4-29 10M 時對溫度的變化………33

圖 4-30 15M 時對溫度的變化………34

圖 4-31 20M 時對溫度的變化………34

圖 4-32 28M 時對溫度的變化………34

圖 4-33 10M 時對電阻變動的影響………35

圖 4-34 15M 時對電阻變動的影響………36

圖 4-35 20M 時對電阻變動的影響………36

圖 4-36 28M 時對電阻變動的影響………36

圖 4-37 DVD 讀取到的 RF signal eye diagram………37

圖 4-38 fft_tt_100mv，filter 為 10M，輸入訊號頻率 10M………38

圖 4-39 fft_ff_100mv，filter 為 10M，輸入訊號頻率 10M………38

圖 4-40 fft_ss_100mv，filter 為 10M，輸入訊號頻率 10M………38

圖 4-41 fft_tt_100mv，filter 為 15M，輸入訊號頻率 10M………39

圖 4-42 fft_ff_100mv，filter 為 15M，輸入訊號頻率 10M………39

圖 4-43 fft_ss_100mv，filter 為 15M，輸入訊號頻率 10M………39

圖 4-44 fft_tt_100mv，filter 為 15M，輸入訊號頻率 12M………40

圖 4-45 fft_ff_100mv，filter 為 15M，輸入訊號頻率 12M………40

圖 4-46 fft_ss_100mv，filter 為 15M，輸入訊號頻率 12M………40

圖 4-47 fft_tt_100mv，filter 為 15M，輸入訊號頻率 15M………41

圖 4-48 fft_ff_100mv，filter 為 15M，輸入訊號頻率 15M………41

圖 4-49 fft_ss_100mv，filter 為 15M，輸入訊號頻率 15M………41

圖 4-50 fft_tt_100mv，filter 為 20M，輸入訊號頻率 10M………42

圖 4-51 fft_ff_100mv，filter 為 20M，輸入訊號頻率 10M………42

圖 4-52 fft_ss_100mv，filter 為 20M，輸入訊號頻率 10M………42

圖 4-53 fft_tt_100mv，filter 為 20M，輸入訊號頻率 15M………43

圖 4-54 fft_ff_100mv，filter 為 20M，輸入訊號頻率 15M………43

圖 4-55 fft_ss_100mv，filter 為 20M，輸入訊號頻率 15M………43

圖 4-56 fft_tt_100mv，filter 為 20M，輸入訊號頻率 20M………44

圖 4-57 fft_ff_100mv，filter 為 20M，輸入訊號頻率 20M………44

圖 4-58 fft_ss_100mv，filter 為 20M，輸入訊號頻率 20M………44

圖 4-59 fft_tt_100mv，filter 為 28M，輸入訊號頻率 10M………45

圖 4-60 fft_ff_100mv，filter 為 28M，輸入訊號頻率 10M………45

圖 4-61 fft_ss_100mv，filter 為 28M，輸入訊號頻率 10M………45

圖 4-62 fft_tt_100mv，filter 為 28M，輸入訊號頻率 19M………46

圖 4-63 fft_ff_100mv，filter 為 28M，輸入訊號頻率 19M………46

圖 4-64 fft_ss_100mv，filter 為 28M，輸入訊號頻率 19M………46

圖 4-65 fft_tt_100mv，filter 為 28M，輸入訊號頻率 28M………47

圖 4-66 fft_ff_100mv，filter 為 28M，輸入訊號頻率 28M………47

圖 4-67 fft_ss_100mv，filter 為 28M，輸入訊號頻率 28M………47

圖 5-1 佈局圖………51

圖 5-2 打線圖………52

圖 6 - 1 測 試 頻 率 響 應 示 意 圖 … … … 5 3 圖 6-2 LMH6503 頻率響應圖(10pF 和 1M 歐姆) ………53

圖 6 - 3 比 較 輸 出 結 果 … … … 5 3 圖 6 - 4 頻 率 響 應 量 測 方 式 … … … 5 4 圖 6 - 5 Ba l u n + O P 頻 率 響 應& g r o u p d e l a y 的 結 果 … … … 5 4 圖 6-6 VT=0.9v f

_{3 d B}

=2.847MHz Filter頻率響應&Phase&Group dela…55 圖 6-7 VT=1v f

3 d B

=6.843MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay…55 圖 6-8 VT=1.06v f

_3dB

^B=9.591MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay…56 圖 6-9 VT=1.09v f

3dB

=11.09MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay…56 圖 6-10 VT=1.15v f

_3dB

=13.59MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay…57 圖 6-11 VT=1.2v f

3dB

=16.08MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay…57 圖 6-12 VT=1.25v f

_3dB

=18.08MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay…58 圖 6-13 VT=1.26v f

3dB

=18.33MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay…58 圖 6-14 VT=1.28v f

_3dB

=19.58MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay…59 圖 6-15 VT=1.3v f

3dB

^B=20.33MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay…59 圖 6-16 VT=1.36v f

_3dB

=23.08MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay…60 圖 6-17 VT=1.4v f

3dB

^B=24.83MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay…60 圖 6-18 VT=1.45v f

_3dB

=26.07MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay…61 圖 6-19 VT=1.5v f

3dB

^B=29.07MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay…61 圖 6-20 LMH6503 頻率響應圖(50 歐姆) ………63

圖 6-21 THD 量測方式………63

圖 6-22 Fc=9.083MHz Vt=1.06V 訊號直接由訊號產生器接至頻譜……64 圖 6-23 Fc=9.083MHz Vt=1.06V Balun+OP………64 圖 6-24 Fc=9.083MHz Vt=1.06V Balun+Filter+OP………64 圖 6-25 Fc=10.384MHz Vt=1.09V 訊號直接由訊號產生器接至頻譜……65 圖 6-26 Fc=10.384MHz Vt=1.09V Balun+OP………65 圖 6-27 Fc=10.384MHz Vt=1.09V Balun+Filter+OP………65 圖 6-28 Fc=12.615MHz Vt=1.15V 訊號直接由訊號產生器接至頻譜……66 圖 6-29 Fc=12.615MHz Vt=1.15V Balun+OP………66 圖 6-30 Fc=12.615MHz Vt=1.15V Balun+Filter+OP………66 圖 6-31 Fc=14.538MHz Vt=1.2V 訊號直接由訊號產生器接至頻譜……67 圖 6-32 Fc=14.538MHz Vt=1.2V Balun+OP………67 圖 6-33 Fc=14.538MHz Vt=1.2V Balun+Filter+OP………67 圖 6-34 Fc=16.794MHz Vt=1.25V 訊號直接由訊號產生器接至頻譜……68 圖 6-35 Fc=16.794MHz Vt=1.25V Balun+OP………68 圖 6-36 Fc=16.794MHz Vt=1.25V Balun+Filter+OP………68 圖 6-37 Fc=16.979MHz Vt=1.26V 訊號直接由訊號產生器接至頻譜……69 圖 6-38 Fc=16.979MHz Vt=1.26V Balun+OP………69 圖 6-39 Fc=16.979MHz Vt=1.26V Balun+Filter+OP………69 圖 6-40 Fc=17.716MHz Vt=1.28V 訊號直接由訊號產生器接至頻譜……70 圖 6-41 Fc=17.716MHz Vt=1.28V Balun+OP………70 圖 6-42 Fc=17.716MHz Vt=1.28V Balun+Filter+OP………70 圖 6-43 Fc=18.637MHz Vt=1.3V 訊號直接由訊號產生器接至頻譜……71 圖 6-44 Fc=18.637MHz Vt=1.3V Balun+OP………71 圖 6-45 Fc=18.637MHz Vt=1.3V Balun+Filter+OP………71 圖 6-46 Fc=20.665MHz Vt=1.36V 訊號直接由訊號產生器接至頻譜……72 圖 6-47 Fc=20.665MHz Vt=1.36V Balun+OP………72

圖 6-48 Fc=20.665MHz Vt=1.36V Balun+Filter+OP………72 圖 6-49 Fc=23.613MHz Vt=1.4V 訊號直接由訊號產生器接至頻譜……73 圖 6-50 Fc=23.613MHz Vt=1.4V Balun+OP………73 圖 6-51 Fc=23.613MHz Vt=1.4V Balun+Filter+OP………73 圖 6-52 Fc=25.641MHz Vt=1.45V 訊號直接由訊號產生器接至頻譜……74 圖 6-53 Fc=25.641MHz Vt=1.45V Balun+OP………74 圖 6-54 Fc=25.641MHz Vt=1.45V Balun+Filter+OP………74 圖 6-55 Fc=28.036MHz Vt=1.5V 訊號直接由訊號產生器接至頻譜……75 圖 6-56 Fc=28.036MHz Vt=1.5V Balun+OP………75 圖 6-57 Fc=28.036MHz Vt=1.5V Balun+Filter+OP………75

第一章 緒論

1-1 研究動機

傳統的 RF front-end 常定義在高頻無線通訊的接收端電路，例如類比 式AM/FM 通訊、微波通訊等。射頻(Radio frequency, RF)信號經由接收天 線進入射頻濾波放大電路，再由降頻器將射頻載波降頻至中頻(IF)或基頻 (Baseband)信號，較傳統的類比通訊系統會在中頻進行解調以輸出音頻資 料。然而先進的數位通訊系統會在基頻進行數位解調，此時基頻類比信號 ㄧ定要經過channel selection LPF，濾除 adjacent channel signal 及高頻的雜 訊及干擾信號，之後才將基頻類比信號送入ADC 轉成數位信號，以數位 方式進行解調以輸出數位資料。數位資訊傳輸及處理的技術日新月異，除 了高頻無線通訊所使用的RF front-end 電路外，數位資料轉成類比信號進 行傳收或儲存讀取時，類比前端傳收電路也通稱RF front-end circuit。例如 Cable modem, XDSL, Ethernet, CD/DVD ROM, LVDS series bus 等高資料傳 送速度的系統，雖然沒有透過空氣媒介傳送高頻電磁載波，但其傳收的類 比基頻頻寬也高達DC 至數百 MHz，甚至電腦使用的 series ATA bus 傳輸 基頻頻寬高達數GHz。然而所有的 RF front-end 電路一定要具備帶通或低 通濾波器，濾除基頻頻帶以上高頻的雜訊及干擾信號，之後才將基頻類比 信號送入ADC 轉成數位信號，以數位方式進行解調以輸出數位資料。因 此積極針對RF front-end 中的關鍵性子電路 programmable baseband filter 設計技術進行研究，RFfront-end IC 所需的 CMOS Equalizer filter。

1-2 CD/DVD 系統架構簡介

如圖 1-1 所示，CD/DVD 讀取系統大致可區分為三區塊，第一區為 光學讀寫頭，第二區為front-end processor，第三區為 back-end processor。

圖1-1 CD/DVD 系統架構圖

(1) 光學讀寫頭：

包含了一組three beam Optical Pickup Unit(OPU)，由 ABCD 四個 photo diodes 構成的 quadrant photo detector 及前後各 20um 處放置 E, F 兩個 photo detectors，如圖 1-1 及圖 1-2 所示。其中 A+B+C+D 合併信號即為 RF signal。E, F 的差值(Side Push Pull, SPP)可以提供軌道追蹤(Tracking)之用，

為CD 特有的三光束追蹤法，如圖 1-2 所示。photo detector 輸出電流非常 微弱，需要一Trans-Impedance Amplifier(TIA)負責將小信號電流放大轉成電 壓，此級pre-amplifier 必須滿足高增益(100dBΩ)、高頻寬(100-200MHz)、

低失真(group delay variation <0.5ns)、低雜訊等要求，以增加系統的讀取率。

圖1-2 Three-Beam tracking method

(2) Front-end processor

整個RF front-end IC 的功能及信號流程可歸納至圖1-3的系統方塊圖 中。

圖1-3 RF front-end IC 的功能及信號流程

Front-end processor 主要是將A, B, C, D, E, F 的photo detector 輸入信號組 合成data channel 所需的A+B+C+D RF signal，以及servo channel 所需的 tracking error(TE) signal、focusing error(FE) signal。由圖1-3可知中央橫虛線 分割出data channel(上半部)及servo channel(下半部)兩大區塊：

上半部的RF signal 送入 Auto Gain Control (AGC) loop，如圖 1-4 所示，

讓RF signal 維持固定的輸出振幅(filter output 1Vppd)。其中 PGA

(Programmable Gain Amplifier) or VGA(Variable Gain Amplifier)可由回授的 直流電壓控制放大器的增益，使VGA 輸出振幅控制在 100 or 200mVppd；

信號接著進入pulse slimming equalizer / filter，即所要研發的 programmable

Gm-C low pass filter，濾波器的 corner frequency Fc 需隨光碟機旋轉倍數成 正比變化。除此之外equalizer 的功能在於將濾波器加上 higher frequency gainboosting 的調整機制，補償 photo detector 光反射接收時間短的高頻信 號較小的輸出振幅(CD: 3-6dB, DVD:6-10dB @Fc)。Equalizer 輸出先抽回至 AGC 回授電路，通過 envelope detector、comparator/charge pump、low pass integrator 後將直流輸出電壓接上 VGA 的增益控制電壓輸入。

圖1-4 AGC 迴路方塊圖

Equalizer 輸出的 RF signal 接著後送至 data slicer (with continuous-time and discrete-time feedback) or high speed ADC，判斷 RF pulse 的翻轉時間 (detection level crossing point)，代表光碟機讀到坑(Pits)/島處(Land)轉換的位 置與時間，並將類比RF pulse 整型成 NRZI 方波信號。高速的 NRZI 方波 脈衝再送入dataPLL 同步計數電路，計算脈衝的寬度，並轉換成對應的數 位碼(1/0 or 0/1 轉換為輸出”1”，高位準/低位準為輸出”0”)，然後輸出至 Back-end processor。

下半部servo channel 將 A-F 信號由 MUX 電路產生 tracking error(TE) signal、focusing error(FE) signal。

TE signal 分為

(1) CD: 3-beam tracking signal = (E-F)

(2) CD-R/W: Differential Push-Pull(DPP) tracking signal =

(A+D-B-C-kE-kF)

(3) DVD: Different Phase Detection(DPD) tracking signal = (phase difference between A+C and B+D)

Focusing error(FE) signal = (A+C)-(B+D)

此外尚有Mirror detection signal (轉換 track 時檢測 track 中間的光滑鏡面)、

Defect detection signal (檢測灰塵遮蔽而漏測的坑信號或突然改變振幅的信 號)、Focus detection signal、Envelope detection signal 等，需要用到 Equalizer 輸出的A+B+C+D 信號。所有的 servo signal 會送至 back-end 的 servo DSP/Driver 晶片，控制各類伺服馬達。

(3) Back-end processor

Back-end processor 將 front-end 輸出的 data channel 做 EFM 的 16->8 解碼，再經ECC channel decoder 解回正確的數位資料。front-end 輸出的 servo channel 經由 servo DSP/Driver 晶片產生對 focusing/tracking/spindle servo motors 的控制信號。在 DVD player/recorder 實際應用上不只可整合 MPEG1/2/4 以及 DV 等多種規格 Encoder 和 Decoder 單晶片，提供客戶 多種格式應用，更進一步整合TV Decoder 以及 TV Encoder，簡化客戶系統 開發。同時它也整合最多種週邊介面：IEEE1394、USB OTG、Direct IO for CF/MS/SD 記憶卡，提供客戶多樣的產品規劃。

1-3 濾波器相關研究發展現況

類比濾波器的架構有很多種，可依不同的頻帶選擇較適當的架構，如 圖1-5 所示。在積體電路化的考量，被動元件的面積過於龐大，在成本的因 素下並不適合，Active RC 亦同。MOS-C 是由 Active RC 演進過來，目的是 由MOS 操作在線性電阻區，來取代電阻 R 以適合積體電路化，但 MOS-C 是將OP 應用於閉迴路，因此限制了其速度。

圖1-5 濾波器適用頻帶

關於SCF (Switched-Capacitor Filter)方面[1]，技術已經發展的非常成 熟，隨著製程的進步，更高頻帶的濾波器也陸續發表出來。SCF濾波器有較 高的準確度，因為它的關鍵參數ω

0

、Q都是元件的比值，因此可大大的減低 電容製程不準確的影響，加上non-overlap clock產生器也能準確的設計，所 以其精確度很高，然而利用取樣方式sampled data type，基本上仍受限於 Nyquist rate，為了減少aliasing effect，必須在輸入端加上anti-aliasing filter，

解決頻譜重疊問題，在輸出端接上smooth filter來修整取樣所產生的失真，

目前市面上的應用軟體，並不能有效的從電晶體層面來模擬SCF的頻率響 應，而暫態分析又必須耗費很多時間，因此使用一些更高階的Behavior Model來模擬是必須的。

除此之外連續時間型的另一選擇 OTA-C 濾波器，使用 OTA 與電容來 合成，具有可操作較高頻帶的特性，以及方便可程式化。但是其缺點是一 些重要參數可能是製程和溫度的函數，因此需要自動調整電路來穩定不必 要的變化。

綜合所有的分析，基於頻帶範圍以及適合積體電路化，所以選擇OTA-C filter 來實現完整的通道濾波器電路。

第二章 設計流程

首先了解接收端的系統規格[2]，選擇適當的transfer function 由 Matlab 及Pspice 先做模擬，再以主動元件來實現電路，這樣就完成整個濾波器的 設計，若Active filter 電路不符合規格時要重新回到 filter type 然後再重複 以上的步驟，整個流程如圖2-1。

2-1 設計流程

圖2-1 主動濾波器設計流程圖

(1) 濾波器原理及規格資料蒐集 (a) 訂定Equalizer 電器規格[2]

包含cutoff frequency, boosting gain 調整範圍，total harmonic distortion，input/output swin range、group delay.

(b) 訂定filter transfer function

採用下列Normalized filter transfer function，以K控制boosting gain的

linear phase ripple 產生足夠低的固定群延遲鏈波，此特性可延伸至 2Fc 的頻寬，不致讓RF pulse 產生失真。

(c) Transfer function 因式分解及定義四級子電路架構 (d) 建立Matlab 各子電路及filter 總體model

(e) 利用Matlab model 分析各子電路的振幅及group delay 頻率響應 (f) 驗證Matlab model 分析總電路的振幅及group delay 頻率響應如圖

2-2

圖2-2 Fc=10MHz filter transfer function(由Matlab模擬) (2) Ideal filter SPICE model synthesis and simulation

(a) 濾波器電路採取運算轉導放大器-電容架構，分成四級以組合出7 階的差動低通濾波器。如圖2-3

圖2-3 SPICE behavior model

(b) 合成Matlab model 中的兩個二階子電路之PSPICE 模型(T2, T3) (c) 合成Matlab model中的gain boosting二階子電路之PSPICE 模型(T1)

(d) 合成Matlab model 中的一階子電路之PSPICE 模型(T4)

(e) 比對各子電路的Matlab model 及PSPICE 模型的振幅及group delay 頻率響應。

(f) 比對filter 總電路的Matlab model 及PSPICE 模型的振幅及group delay 頻率響應如圖2-4

圖2-4 Fc=10MHz frequency response of SPICE behavior model

(g) 決定最佳化Capacitance value range

(h) 決定各子電路的最佳化Gm 值範圍並盡量選擇相同的gm值，以提升 OTA隨Fc頻率tuning的線性度。

(i) 輸入AC 0.1V 振幅利用AC analysis 統計每個OTA 的input/output 位準，分析出非線性失真發生機率最高的OTA。

(3) Operational Trans-conductance Amplifier design (a) 訂定OTA 電器規格

(b) 採取fully differential CMOS OTA and filter 架構，降低偶次諧波失 真，不致使equalizer 輸出信號高低不對稱，讓data slicer 誤判RF pulse 的寬度而增加解碼錯誤率。

(c) Tunable Gm cell design

(d) Common-mode feedback circuit design

(e) Gm to tuning voltage linearity analysisg如圖2-5

圖2-5 模擬Gm∝V

_T

(f) 重新決定最佳Gm 值範圍，使每個OTA 在全頻段皆符合linear gm tuning 的要求。

(g) 針對非線性失真發生機率最高的OTA，調整其偏壓位準及電晶體 size，提升其input/output sweep range。

(h) OTA input/output dynamic range simulation for DC sweep如圖2-6

圖2-6 Gm 的模擬

(i) OTA maximum bandwidth simulation for AC sweep (4) Gm tuning circuit design

(a) Master OTA 建立回授式自動調整電路，以克服製程偏移所造成的 OTA特性漂移及filter 頻率響應漂移。

(b) 使用外部current mode DAC 的輸出調整電流，送入Master OTA 回 授式自動調整電路，線性控制Master OTA 的gm 值

(c) 建立或複製一電壓控制gm 的Master OTA 電路，再藉由相同的控制 電壓連結調整所有filter內部Slave OTA 的gm 值，達成programmable filter bandwidth 的機制。

(5) Boosting gain tuning circuit design

(a) 第一級biquad 加入OPA 回授機制，藉由改變OPA 的增益值達到調 整gain boosting 的效果

(b) 使用外部灌電壓Vg，線性控制OPA 的增益值，進而線性控制filter 的linear-scaled boosting gain(decimal)。

(6) OTA-C filter 總電路模擬與驗證 (7) OTA-C filter 總電路IC 下線 (8) OTA-C filter IC 晶片量測與分析 (9) OTAC filter IC 晶片debug 及修正 (10) 完成OTAC filter IC 晶片完整設計報告

2-2 OTA 簡介

圖 2-7 和圖 2-8 分別為OTA的單端輸出和雙端輸出的小訊號模型，為 電壓控制電流源型式，其中C

I

為輸入電容、R

O

為輸出阻抗、C

O

為輸出阻抗 和轉導gm，理想電壓控制電流源輸出阻抗才為無限大，所以在設計電路時 輸出阻抗大小是必須要注意到的地方[3]。

在OTA 架構選擇上，是選用源級退化的架構以提高其線性度範圍，見 圖 2-9，主要原因是因為其架構較易於實現，而且能節省晶片面積和消耗功 率。

圖2-7 單端輸出

圖2-8 雙端輸出

圖2-9 源級退化

2-3 調整電路架構選擇

由於已選定使用連續時間濾波器，所以需要調整電路以修正製程偏移 所產生的誤差，因為目前較常見的調整電路架構過於複雜，所以採用由 DAC 輸入電流方式調整電路架構來實現調整電路的機制[4][5][10][15]，見圖 2-10。

圖2-10 調整電路架構

第三章 架構簡介

3-1 OTA 電路

此電路是希望能以較簡單的架構及很小的面積來達成主動的濾波器，

在架構的選擇上是採用Gm-C Filter 的架構。濾波器利用 OTA 來等效一個 電阻，在一般的電路中電路的Gm 值會隨著輸入電壓改變而改變，因此架 構最大的問題就是OTA 的線性度考量，在這裡 OTA 架構是以源極退化增 加其線性度，以下是關於OTA 電路的介紹。

圖3-1 OTA 電路

圖 3-1 為本論文所採用的OTA架構，其中M

5

~M

8

為主動負載，以增加 其輸出阻抗，M

1

和M

2

為電流源，可以藉由改變V

T

的大小來改變Gm達到可 調整的效果，而用M

r1

和M

r2

來當做退化性電阻，M

3

和M

4

為輸入部分，以MOS 的T- model來畫其小訊號模型如圖 3-2

圖3-2 OTA 電路小訊號模型 Gm 值的公式推導如下[6]：

) r //

r g (

1 g

1

1 V

V Gm i

2 ds 1 ds 4 m 3 m d

+ +

− =

= _{+ −}

由於M3 和 M4 工作在飽和區，所以

( V V )

L C W u

g _m = _{n ox gs} − _th

由於Mr1 和 Mr2 工作在三極區，所以

( V V )

L C W r u

g 1 _{n ox gs th}

ds

ds = = −

L

C W 2 u

K = 1 _{n ox}

3 ss th

gs

K

V I V − =

3 3 1 r

ss 1 r 3 th

gs 3 1 r

1 r 3

K ) K K 4 (

I K K ) 4

V V K ( K 4

K K Gm 4

= + + −

=

(3 -1)

由 3-1 式，可以觀察Gm的大小隨著調整電壓V

T

成線性變化。圖3-1 中，當 V 固定時，則流經M 和M 的電流固定不變(不考慮通道調變效應的情況下)

所以I

SS

不會改變，由式3-1 可得Gm的大小和輸入訊號大小無關。現在考慮 Gm和V

T

的關係，由式3-1 得到Gm正比於 I ，所以由飽和區電晶體電流

_ss

公式可得Gm和M

1

、M

2

的閘極電壓成正比，所以Gm正比於V

T

，且隨著調整 電壓V

T

成線性變化，亦即

Gm∝ I

_ss

(3-2) Gm∝V

_T

(3-3)

3-2 偏壓電路

圖3-3 傳統偏壓電路

圖3-3 為傳統的偏壓電路，其缺點是會限制了輸出振幅的大小。為了增加 輸出範圍，所以使用如圖3-4 的偏壓電路，實現了使輸出範圍比一般直接偏 壓方式多了一個V

th

的電壓[7][8][16]。

圖3-4 寬振幅偏壓電路

3-3 共模回受電路

由於全差動的方式必須要使用共模回授電路[9]來提供一個電壓為 準，在共模回授的電路考量上分為連續和非連續兩大類，本論文是採用連

續的共模回授架構。它的優點是不須由額外的 來控制，可降低數

位訊號的干擾，但其缺點是限制輸出範圍。在主動濾波器設計中，要考量 的是其線性度範圍，有再大的輸出範圍若線性度的範圍不足也是不行的。

選擇圖 的架構時，當

icm OP ON

，由圖得知

CM

會維持原來的準 位不會改變，當

icm OP ON C4

及

C5

的電流會增加，則

CM

電壓會下降，由圖

7 8

電流上升，由於

T

固定，流過

的電流固定不變 使

5 6

、 厄立效應 ，引起

ON

和

OP

的 準位上升，直到

icm OP ON

。

CLOCK

3-5 V =(V +V )/2 V

V > (V +V )/2，因為M M V

3-1 使得M 及M V M1、

M2 ， M 、M 因通道調變效應( ) V

V DC V =(V +V )/2

圖3-5 共模回授電路 圖 3-6 為完整的OTA 電路

圖3-6 完整 OTA 電路

3-4 主動濾波器的實現

(a) 電阻

圖 3-7 為 OTA 等效電阻架構，分別為接地電阻(grounded)和浮接電阻

(floating)

圖3-7 接地電阻(grounded)和浮接電阻(floating) 接地電阻(grounded)：

∵ I

_i

=I

_o

=g

_m

V

_i

∴

m i

i

g 1 I R= V =

浮接電阻(floating)：

∵

V _i = V ₁ − V ₂

I

_i

=I

_o

=I=g

_m

(V

₁

−V

₂

)

∴

m 2 1

g 1 I

V R= V − =

3-5 調整電路

連續性的主動濾波器其缺點就是要用到調整電路，SC[1]的濾波器是因 為需要用CLOCK 來控制，所以不需要額外做調整電路，只要利用 CLOCK 來修正就可以，而GM-C 濾波器由於沒有外部的參考準位，常會因為製程 偏移而產生誤差，一般常用了調整電路為PLL，但會使電路複雜化，所以 使用很簡單的電壓比較方式來做內部自動調整[4][5][10][15]，如圖 3-8

圖3-8 調整電路架構

其調整原理是利用電壓比較方式來做調整，由圖 3-1 的電路中，設計Gm值 會隨著V

T

的增加而增加，其中F的電路架構如圖 3-9，由外接電源V

ref

與V

F1

=(1/Gm)*I

auto

所產生的電壓相比，產生V

T

回去調整OTA電路的Gm最後使 V

ref

= V

F1

而達到調整電路的效果。

圖3-9 調整電路

3-6 Gain boost

圖 3-10 為Gain boost 電路[2]，濾波器加上 higher frequency gain boosting 的 調整機制，補償photo detector 光反射接收時間短的高頻信號較小的輸出振 幅( DVD:6-10dB @Fc)。其中 Vg 是由 power supply 產生電壓，而電壓會因 不同的頻率而灌入不同的電壓值，來達到不同的gain 值，來補償 photo detector 光反射接收時間。

圖3-10 Gain boost電路

3-7主動濾波器電路

濾波器電路採取運算轉導放大器-電容架構，分成四級以組合出7 階的 差動低通濾波器。圖3-11為主動濾波器完整電路架構[2]，而其中每個Gm 都是由圖3-6 OTA電路所組成，但Gm值有所不同。其中Gm1= Gm3，但 Gm21、Gm22、Gm23是由不同的Gm值產生,而k則是由gain boost架構所組 成。

圖3-11 主動濾波器電路架構

第四章 模擬結果

濾波器電路採取運算轉導放大器-電容架構，分成四級以組合出7 階的 差動低通濾波器。圖4-1為主動濾波器完整電路架構，而其中每個Gm都是由 圖4-2 OTA電路所組成，但Gm值有所不同。其中Gm1= Gm3，而每一級的 Gm21、Gm22、Gm23是由不同的Gm值產生,而k則是由gain boost架構所 組成。

圖 4-1 主動濾波器電路

圖4-2 完整 OTA 電路

4-1 OTA Gm 的模擬

圖4-3 為 Gm 的模擬方式，Gm 的大小可以分兩個部分考量，第一個部 分為Gm 在直流狀態下的結果；第二個部分為 Gm 和頻率的關係圖；在 Gm 在直流狀態下的模擬結果，可觀察在DC 時 Gm 的值是否符合原來所預定 的值和可大概預估其線性範圍；在Gm 和頻率的關係圖方面，由於是以 Gm 來取代原來的RLC 濾波器中的電阻，不希望其大小在所需頻帶中有所改 變，所以必須做此分析來觀察Gm 和頻率的關係。

以下分別對Gm21、Gm22、Gm23、Gm1= Gm3 做 DC sweep、AC sweep、線 性度的分析。

(1)Gm21

(a)OTA input/output dynamic range simulation for DC sweep

圖4-3 Gm21 的模擬

圖 4-4 為Gm21 的直流分析結果，在不同的頻帶所得到的 Gm21 值，

其線性度範圍是 200mVpp 當然這只是預估，真實的線性度範圍要看系統需 求，並做THD 的分析才可得知。

圖4-4 Gm21 的直流分析結果

(b)OTAmaximum bandwidth simulation for AC sweep

圖 4-5 為Gm21 對頻率的關係圖，由於在規格中定義了濾波器頻寬所 以在各各頻帶內其Gm21 值要固定不變，由模擬結果得知其值在 100MHz 都符合此條件。

圖4-5 Gm21 對頻率的關係圖

(a)Gm21 直流分析 (DC sweep)

-0.1v~0.1v

(b)Gm21 交流分析 (AC sweep)

10M Gm=79.81u Gm-freq100K~30M=79.743u 15M Gm=120.8236u Gm-freq80K~24M=120.7791u

20M Gm=167.8668u Gm-freq100K~30M=167.84u

28M Gm=242.734u Gm-freq280K~84M=242.75u

表4-1 Gm21 的 Gm 值

(c)Gm21 to tuning voltage linearity analysis

接下來是要考慮是否

Gm 21 ∝ V _T

，圖 4-6 為模擬架構，圖 4-7 為模擬 結果，由此可知Gm21 和調整電壓V

T

成線性關係。

圖4-6 模擬

Gm 21 ∝ V _T

圖4-7

Gm 21 ∝ V _T

模擬結果

(2) Gm22

(a)OTA input/output dynamic range simulation for DC sweep

圖4-8 Gm22 的模擬

圖 4-9 為Gm22 的直流分析結果，在不同的頻帶所得到的 Gm22 值，

其線性度範圍是 200mVpp 當然這只是預估，真實的線性度範圍要看系統需 求，並做THD 的分析才可得知。

圖4-9 Gm22 的直流分析結果 (b)OTAmaximum bandwidth simulation for AC sweep

圖 4-10 為Gm22 對頻率的關係圖，由於在規格中定義了濾波器頻寬所 以在各各頻帶內其Gm22 值要固定不變，由模擬結果得知其值在 100MHz 都 符合此條件。

圖4-10 Gm22 對頻率的關係圖

(a)Gm22 直流分析

(DC sweep) -0.1v~0.1v

(b)Gm22 交流分析 (AC sweep)

10M Gm=51.27164u Gm-freq100K~30M=51.394u

15M Gm=73.92446u Gm-freq80K~24M=73.89801u

20M Gm=100.2334u Gm-freq100K~30M=100.22u

28M Gm=142.66u Gm-freq280K~84M=142.66u

表4-2 Gm22 的 Gm 值

(c)Gm22 to tuning voltage linearity analysis

接下來是要考慮是否

Gm 22 ∝ V _T

，圖 4-11 為模擬架構，圖 4-12 為模擬 結果，由此可知Gm22 和調整電壓V

T

成線性關係。

圖4-11 模擬

Gm 22 ∝ V _T

圖4-12

Gm 22 ∝ V _T

模擬結果

(3)Gm23

(a)OTA input/output dynamic range simulation for DC sweep

圖4-13 Gm23 的模擬

圖 4-14 為Gm23 的直流分析結果，在不同的頻帶所得到的 Gm23 值，

其線性度範圍是 200mVpp 當然這只是預估，真實的線性度範圍要看系統需 求，並做THD 的分析才可得知。

圖4-14 Gm23 的直流分析結果 (b)OTAmaximum bandwidth simulation for AC sweep

圖 4-15 為Gm23 對頻率的關係圖，由於在規格中定義了濾波器頻寬所 以在各各頻帶內其Gm23 值要固定不變，由模擬結果得知其值在 100MHz 都 符合此條件。

圖4-15 Gm23 對頻率的關係圖

(a)Gm23 直流分析 (DC sweep)

-0.1v~0.1v

(b)Gm23 交流分析 (AC sweep)

10M Gm=26.22905u Gm-freq100K~30M=26.21u

15M Gm=38.66504u Gm-freq80K~24M=40.378u

20M Gm=52.59002u Gm-freq100K~30M=56.29499u

28M Gm=75.26967u Gm-freq280K~84M=78.874u

表4-3 Gm23 的 Gm 值 (c)Gm23 to tuning voltage linearity analysis

接下來是要考慮是否

Gm 23 ∝ V _T

，圖 4-16 為模擬架構，圖 4-17 為模擬 結果，由此可知Gm23 和調整電壓V

T

成線性關係。

圖4-16

Gm 23 ∝ V _T

模擬

圖4-17

Gm 23 ∝ V _T

模擬結果

(4)Gm1=Gm3

(a)OTA input/output dynamic range simulation for DC sweep

圖4-18 Gm1 的模擬

圖 4-19 為Gm1 的直流分析結果，在不同的頻帶所得到的 Gm1 值，其 線性度範圍是 200mVpp 當然這只是預估，真實的線性度範圍要看系統需 求，並做THD 的分析才可得知。

圖4-19 Gm1 的直流分析結果 (b)OTAmaximum bandwidth simulation for AC sweep

圖 4-20 為Gm1 對頻率的關係圖，由於在規格中定義了濾波器頻寬所 以在各各頻帶內其Gm1 值要固定不變，由模擬結果得知其值在 100MHz 都 符合此條件。

圖4-20 Gm1 對頻率的關係圖

(a)Gm1 直流分析 (DC sweep)

-0.1v~0.1v

(b)Gm1 交流分析 (AC sweep)

10M Gm=56.70786u Gm-freq100K~30M=56.67u

15M Gm=83.63614u Gm-freq80K~24M=83.609u

20M Gm=113.23u Gm-freq100K~30M=113.22u

28M Gm=160.8466u Gm-freq280K~84M=160.85u

表4-4 Gm1=Gm3 的 Gm 值 (c)Gm1 to tuning voltage linearity analysis

接下來是要考慮是否

Gm 1 ∝ V _T

，圖 4-21 為模擬架構，圖 4-22 為模擬 結果，由此可知Gm1 和調整電壓V

T

成線性關係。

圖4-21 模擬

Gm 1 ∝ V _T

圖4-22

Gm 1 ∝ V _T

模擬結果

4-2 全電路頻率響應模擬

(a)performance(Av&Group delay)

最後將所有的Gm 相接模擬在不同頻帶時電路的增益值及 Group delay。

(i)10M

圖4-23 10M 時的增益值及 Group delay (ii)15M

圖4-24 15M 時的增益值及 Group delay (iii)20M

圖4-25 20M 時的增益值及 Group delay

(iv)28M

圖4-26 28M 時的增益值及 Group delay

(v)表 4-5 得知在不同頻帶時的增益值及 Group delay 的 high & low

AV Av(dB) Group delay(sec)

A

L

=-1.164852 G

_L

=38.54977n

10M

100k~30M

A

H

=8.874459 G

_H

=47.45013n A

L

=-1.198537 G

_L

=30.08364n

15M

150k~45M

A

H

=8.10942 G

_H

=38.58398n A

L

=-1.233629 G

_L

=25.3867n

20M

200k~60M

A

H

=7.49607 G

_H

=33.53867n A

L

=-1.424348 G

_L

=17.87808n

28M

280k~84M

A

H

=5.715423 G

_H

=25.13413n 表4-5 全電路頻率響應模擬表

在理想上我們希望增益越大越好而Group delay 越小越好，而這兩個有互相 的影響故必需tradoff。

4-3 加入自動調整電路之頻率響應

圖4-27 為未加 Auto tunning 時其頻率響應，在考慮製程偏移下經過調 整電路的調整之後所得到的最後結果，由模擬結果得知調整電路發揮其調整

的效果圖4-28。

圖4-27 未加 Auto tunning 時其頻率響應

圖4-28 加 Auto tunning 時其頻率響應

因面積考量選擇重複較較多的 來做自動調整電路，又因為Gm1= Gm3

但不等於每一級的 、 Gm ，這樣會造成其它每一級

、 歇許的誤差，最後可經由量測時由 來做微調即可使之

4-4 溫度對頻率響應之影響

分別將不同的頻帶以-20 C至 100

^O

C來看溫度對頻率響應之影響。

(a)10M

Gm1

Gm21 Gm22、 23 Gm21、

Gm22 Gm23 DAC

得到更好的改善。

O

圖4-29 10M 時對溫度的變化

(b)15M

圖4-30 15M 時對溫度的變化

)20M (c

圖4-31 20M 時對溫度的變化

)28M (d

圖4-32 28M 時對溫度的變化

(e)分別由不同的頻率看對溫度的影響(取 gain boost 最高點)

Av-temp.

FC=10M FC=15M FC=20M FC=28M

-20

^O

C 9.063507 8.341864 7.798249 6.037185 0

^O

C 8.9773 8.237107 7.660568 5.876894 20

^O

C 8.876181 8.111677 7.495547 5.715559 40

^O

C 8.76078 7.970493 7.313299 5.549116 60

^O

C 8.631122 7.813892 7.113123 5.378591 80

^O

C 8.492538 7.644135 6.902066 5.203775 100

^O

C 8.340897 7.463979 6.686237 5.024772

表4-6 頻率響應對溫度變化影響之比較

表4-6 (-20 ~ ，

功效 果並 製程偏移 整效果 是可以

電路中的外接D 的微調 需規格

4-5

考慮電阻的變動率對頻率響應的影響，分別對電阻取10%的變動量來看各 各頻率對電阻變動的影響。

(a)10M

為對溫度變化的影響 100 度)的總整理 發現調整電路也發揮其

，但結 沒有比對 所做的調 好，但還 對調整

AC 做細部 以達到所 。

電阻的變動率對頻率響應之影響

圖4-33 10M 時對電阻變動的影響

(b)15M

圖4-34 15M 時對電阻變動的影響

(c)20M

圖4-35 20M 時對電阻變動的影響

(d)28M

圖4-36 28M 時對電阻變動的影響

(e)電阻變動率

AV-R10%變動 Av(dB) Group delay(sec)

A

_L

=-1.179364 G

_L

=39.06651n

10M

100k~30M

A

_H

=8.825294 G

H

=48.710313n A

_L

=-1.205227 G

L

=30.38328n

15M

150k~45M

A

_H

=7.989292 G

H

=39.52977n A =-1.241751 G

_{L L}

=25.5625n

20M

200k~60M

A

_H

=7.311552 G

H

=34.31498n A

_L

=-1.432279 G =17.98194n

_L 28M

280k~84M

A =5.453477 G =25.64596n

_{H H}

表4-7 頻率響應對電阻變動影響之比較

表4-6 為對電阻變化的影響， 現調整電路也發揮其功效，使電路沒有因電 阻的變化而受大很大的影響。

4-6 濾波器線性度分析(THD 模擬結果)

接下來是要做FFT 的分析，分別對 10MH、15MHz、20MHz 和 28MHz 的正弦波，改變其振幅加以模擬，可得到以下結果，並對製程偏移所產生 的誤差加以模擬。圖 4-37 DV 讀取到的 RF signal eye diagram 的波長為

3T 至 14T，通常在 ，所以我們必需在不同頻率同時也輸入

不同頻率的弦波來觀察其 。

發

D 6T 之後就平坦了

THD

37 DVD

圖4- 讀取到的RF signal eye diagram

(a)10M

圖4-38 fft_tt_100mv，filter 為 10M，輸入訊號頻率 10M

圖4-39 fft_ff_100mv，filter 為 10M，輸入訊號頻率 10M

圖4-40 fft_ss_100mv，filter 為 10M，輸入訊號頻率 10M

(b)15M 頻率下-分別取 10M、12M、15M。

當電路在15M 的情況，但輸入弦波以 10M 的頻率輸入時的(TT-FF-SS)

圖4-41 fft_tt_100mv，filter 為 15M，輸入訊號頻率 10M

圖4-42 fft_ff_100mv，filter 為 15M，輸入訊號頻率 10M

圖4-43 fft_ss_100mv，filter 為 15M，輸入訊號頻率 10M

當電路在15M 的情況，但輸入弦波以 12M 的頻率輸入時的(TT-FF-SS)

圖4-44 fft_tt_100mv，filter 為 15M，輸入訊號頻率 12M

圖4-45fft_ff_100mv，filter 為 15M，輸入訊號頻率 12M

圖4-46 fft_ss_100mv，filter 為 15M，輸入訊號頻率 12M

當電路在15M 的情況，但輸入弦波以 15M 的頻率輸入時的(TT-FF-SS)

圖4-47 fft_tt_100mv，filter 為 15M，輸入訊號頻率 15M

圖4-48 fft_ff_100mv，filter 為 15M，輸入訊號頻率 15M

圖4-49 fft_ss_100mv，filter 為 15M，輸入訊號頻率 15M

(c)20M 頻率下-分別取 10M、15M、20M。

當電路在20M 的情況，但輸入弦波以 10M 的頻率輸入時的(TT-FF-SS)

圖4-50 fft_tt_100mv，filter 為 20M，輸入訊號頻率 10M

圖4-51 fft_ff_100mv，filter 為 20M，輸入訊號頻率 10M

圖4-52 fft_ss_100mv，filter 為 20M，輸入訊號頻率 10M

當電路在20M 的情況，但輸入弦波以 15M 的頻率輸入時的(TT-FF-SS)

圖4-53 fft_tt_100mv，filter 為 20M，輸入訊號頻率 15M

圖4-54 fft_ff_100mv，filter 為 20M，輸入訊號頻率 15M

圖4-55fft_ss_100mv，filter 為 20M，輸入訊號頻率 15M

當電路在20M 的情況，但輸入弦波以 20M 的頻率輸入時的(TT-FF-SS)

圖4-56 fft_tt_100mv，filter 為 20M，輸入訊號頻率 20M

圖4-57 fft_ff_100mv，filter 為 20M，輸入訊號頻率 20M

圖4-58 fft_ss_100mv，filter 為 20M，輸入訊號頻率 20M

(d)28M 頻率下-分別取 10M、19M、28M。

當電路在28M 的情況，但輸入弦波以 10M 的頻率輸入時的(TT-FF-SS)

圖4-59 fft_tt_100mv，filter 為 28M，輸入訊號頻率 10M

圖4-60 fft_ff_100mv，filter 為 28M，輸入訊號頻率 10M

圖4-61 fft_ss_100mv，filter 為 28M，輸入訊號頻率 10M

當電路在28M 的情況，但輸入弦波以 19M 的頻率輸入時的(TT-FF-SS)

圖4-62 fft_tt_100mv，filter 為 28M，輸入訊號頻率 19M

圖4-63 fft_ff_100mv，filter 為 28M，輸入訊號頻率 19M

圖4-64 fft_ss_100mv，filter 為 28M，輸入訊號頻率 19M

當電路在28M 的情況，但輸入弦波以 28M 的頻率輸入時的(TT-FF-SS)

圖4-65 fft_tt_100mv，filter 為 28M，輸入訊號頻率 28M

圖4-66 fft_ff_100mv，filter 為 28M，輸入訊號頻率 28M

圖4-67 fft_ss_100mv，filter 為 28M，輸入訊號頻率 28M

輸入VT 電壓值 輸入訊 號之頻

率

TT(dB) FF(dB) SS(dB)

Fc=10MVT=1.2V 10M -31.12086 -41.12154 -30.45878 10M -42.95798 -39.34436 -39.34436 12M -47.30563 -34.6838 -42.63601 Fc=15M

VT=1.36V

.94027 15M -51.03029 -31.86816 -44

10M -44.78687 -39.06443 -42.51176 15M -44.26945 -31.18474 -51.62519 Fc=20M

VT=1.54V

-49.98771 -34.71428 -56.14399 20M

10M -43.94123 -39.71828 -48.79327 Fc=28M

19M -39.75799 -31.29452 -64.3825 VT=1.8V

28M -45.44489 -37.93419 -68.61548 表4

4-7 Refer

Compare

Refer sB ign

ifica -8 THD 模擬

ence material and design the specification

encesA Reference Des the

spec tion

Filter

ilter rder

lter

orde ilter

type

sixth-order f seventh-o

Elliptic fi

seventh- r Elliptic f

hnology Tec

0.18um C

MO al,20 n

m TS

TSM

0.29um BiC S

3 layer met 0.18u GHz np

MC

Tuning

9.82MHz 10MHz~100MHz 10MHz~28MHz

range(3dB)

Boost

N/A 0-13dB 0-8.7dB

-31dB @15MHz -31dB @20MHz

=100mVpp

-31dB @28MHz

THD@Vin

N/A <-46dB

Group Delay Shaping

Range

47ns ±30% at 0.1 Fc 8.90036ns

Po wer supp ly

1.8v 3v 3.3v

Power consumption

8.6mW 120mW@fc=100 MHz,10dB boost

19.99769 mW(@fc=28M)

Chip size

50um*750um. <1 sq. mm 928um *819.001um

表4-9 Reference material a the spe Re a Li', Chi Zhang” An Intuitive Implement

tinuous- ime Gm-C Filter”IEEE2005

Refe arendra . Balan as“A 3- Hz ontinuous-Time Seventh-Order 0.05Equiripple Linear Phase

”IEEE

nd design cification

ferencesA:Sh ation of

Con rencesB:N

C

T

Rao, V , and R. Contrer V, 10–100-M

Filter 1999

第五章 佈局考量

-1 IC 佈局注意事項

IC 佈局，也是在 IC 設計上一個非常重要的環節，一般考量可以分為下 幾大項[8]：

‧ 就混合電路而言，類比部分是需要一個很準確的訊號，不能受到外來 雜訊的影響；而數位電路又是最大的影響來源，所以在佈局考量上必 須把數位電路和類比電路的Vdd 和 Gnd 獨立出來，這樣可以把干擾減 到最低。

2‧ 就EMI 的防治，大部分是發生在 Vdd 的迴路，當迴路產生就有如一個 天線輻射，所以要避免迴路的產生，或是減小迴路的面積。

列Gnd 的走線，如此一來可使雜訊直接下地。

4‧

生電容而產生偶合效應，使訊號衰減，或是雜訊竄入訊

5． 在

或是在設計上增加CLK 的上升和下降時間，避免諧波能量

6． 對稱性的考量，由於差動電路最重要的就是對稱性，所以考慮對稱性

8．

綜合以上幾點，才能避免因不局過程產生的誤差，由於本論文電路為全類

5

列 1

3‧ 盡量能在Vdd 走線旁並

在高頻電路中，訊號的走線要避免和Vdd 或 Gnd 平行，因走線平行會 產生較大的寄

號線。

數位防護上，CLK 走線若為單獨一條，就等同天線，所以必須在 CLK 走線旁加入一條地線，依據電磁理論使其輻射相消，但是必須考慮其 寄生電容；

過於集中。

方面必須要加入虛擬電路(DUMMY)。

7． 電容在佈局時最好是能分成好幾個單位電容，以減少製程的誤差量。

線寬是以電流1mA 線寬 1um 的原則來定義

比電路，所以要考量的以類比部分為主，圖5-1 為佈局圖。

5-2 佈局圖

圖5-1 佈局圖

下表為各腳位的說明：

腳位 功能 說明

V

_in+

輸入(+) 共模電壓為1.7V V

_in-

輸入(-) 共模電壓為1.7V V

_op

輸出(+)

V

_on

輸出(-)

V

_t

濾波器控制 電壓

已內建偏壓電路，可藉由此腳位觀察其調整 電路的功能，若有偏移也可直接提供其電壓 (1.2 V~1.8V)

Auto

V

REF

tunning 輸入

電壓為 2V

電壓

V

g

Gain boosting 輸 入電壓

電壓為1.45V~1.65v

V

b4

參考電壓 電壓值為 1.92V

V 受電

壓

icm

共模回 共模電壓為1.7V

I

ref

提供bias 的電 流

10uA

I

auto

to 電流

(1uA~140uA) 提供Au

tunning

V

DD

電壓源 3.3V gnd 接地

表 5-1 圖 5-2 為打線圖：

圖5-2 打線圖

第六章 量測考量

在量測考量方面，使用了許多PAD，除了可以量測到濾波器的特性 外，還可以直接量測OTA 的特性，以下就說明量測方式。

6-1 頻率響應量測方式

如圖6-1，為測試頻率響應的示意圖，為了量測考量，所以利用外接的 一個Buffer，是一個較理想的方式；在這裡選用 LMH6503，是一個可變增 益放大器，其規格也適用於濾波器的量測，圖6-2 為其增益為一，並加上 10pF 和 1M 歐姆的模擬結果(參考 National Semiconductor 所提供的 HSPICE netlist file)。

圖6-1 測試頻率響應示意圖

圖6-2 LMH6503 頻率響應圖(10pF 和 1M歐姆)

圖6-3 比較輸出結果

由圖6-2 LMH6503 頻率響應圖(10pF和 1M歐姆)；圖 6-3 為濾波器經過 LMH6503 輸出結果，與未接上LMH6503 的輸出結果比較圖，可以發現在 70MHz之前其結果是非常接近；圖 6-4 為頻率響應量測方式，藉由power supply產生外加電壓V

g

供給gain boost，及bias circuit(Iref)使電路產生V

T

，來 供給給每個Gm，然後由訊號產生器輸入正弦波，紀錄示波器所接收的訊號 大小，然後再改變輸入訊號頻率，把輸出訊號大小一一紀錄下來，看其改 變的大小，就可得到頻率響應圖。

圖6-4 頻率響應量測方式

6-2 頻率響應量測結果

網路分析儀量測設定 Balun+OP

Power:-20dBm 頻率範圍:100KHz~100MHz 取 401 點

圖6-5 Balun+OP 頻率響應&group delay 的結果 先量測Balun+OP 所得到的頻率響應與 group delay 的結果，再量測

Balun+Filter+OP 所得到的頻率響應與 group delay 的結果，扣除 Balun+OP 所得的結果及可得到Filter 的頻率響應與 group delay 的結果。

圖6-6 VT=0.9v f

3dB

=2.847MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay

圖6-7 VT=1v f

3dB

=6.843MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay

圖6-8 VT=1.06v f

3dB

=9.591MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay

圖6-9 VT=1.09v f

3dB

=11.09MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay

圖6-10 VT=1.15v f

3dB

=13.59MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay

圖6-11 VT=1.2v f

3dB

=16.08MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay

圖6-12 VT=1.25v f

3dB

=18.08MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay

圖6-13 VT=1.26v f

3dB

=18.33MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay

圖6-14 VT=1.28v f

3dB

=19.58MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay

圖6-15 VT=1.3v f

3dB

=20.33MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay

圖6-16 VT=1.36v f

3dB

=23.08MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay

圖6-17 VT=1.4v f

3dB

=24.83MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay

圖6-18 VT=1.45v f

3dB

=26.07MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay

圖6-19 VT=1.5v f

3dB

=29.07MHz Filter頻率響應&Phase&Group delay

AV Av(dB)

模擬值

Av(dB)

量測值

Group delay(sec)

模擬值

Group delay(sec)

量測值 AL =-1.164852 AL =-14.209 GL =38.54977n GL =103.8n

10M

AH =8.874459 AH =- 6.142 GH =47.45013n GH =262.4n AL =-1.198537 AL =-15.229 GL =30.08364n GL =57.61n

15M

AH =8.10942 AH =-4.448 GH =38.58398n GH =114.2n AL =-1.233629 AL =-15.706 GL =25.3867n GL =53.89n

20M

AH =7.49607 AH =-3.785 GH =33.53867n GH =154.2n AL =-1.424348 AL =-17.216 GL =17.87808n GL =32.53n

28M

AH =5.715423 AH =-2.917 GH =25.13413n GH =109.2n 表6-1 頻率響應&group delay 的結果比較

由表6-1 我們可以得知頻率響應&group delay 的結果實際值與模擬值之 間有蠻大的誤差在。那我們又可以從各各不同頻帶的頻率響應發現在某些 頻帶中會有多餘的極零點產生 Phase&Group delay

產生。我想這也許是模擬的不夠準確及layout 的技巧還不夠成熟才會使實 際與模擬值有些誤差產生。這也是我日後還要深入研究的部分。

，造成 會有不理想的情況

6 HD 式

LM 負載 由

圖可知 用 統 方法 分

HP8593E 和

幅 其結 擬

相符合

-3 T 量測方

接下來是量測THD，圖 6-20 為 H6503 對 50Ω 的頻率響應，

，還是可以運 其對50Ω 的系 做量測，其量測 只是把網路 析儀改為頻譜分析儀 ，電路模擬時選擇了10MHz 100MHz 做模

擬，所以只要分別輸入頻率，改變振 大小，就可觀察 果是否與模

(見圖 6-21)

圖6-20 LMH6503 頻率響應圖(50 歐姆)

圖6-21 THD 量測方式

6-4 THD 量測結果

頻譜

訊號產生器:輸入單一訊號 Power:-20dBm 看的範圍:100k~120M RBW:50Hz

(a) Fc=9.083MHz Vt=1.06V

Ref -20 dBm Att 5 dB

CLRWR

A

Center 50.05 MHz 9.99 MHz/ Span 99.9 MHz

1 AP

*RBW 1 kHz VBW 3 kHz SWT 100 s

UNCAL

-120 -110 -100 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20

1

Marker 1 [T1 ] -20.25 dBm 9.065384615 MHz

2

Marker 2 [T1 ] -80.11 dBm 27.156250000 MHz

3

Marker 3 [T1 ] -85.91 dBm 36.281730769 MHz

4

Marker 4 [T1 ] -87.64 dBm 45.407211538 MHz

D a t e : 3 . A U G . 2 0 0 6 1 2 : 4 5 : 1 3

圖6-22 Fc=9.083MHz Vt=1.06V 訊號直接由訊號產生器接至頻譜

Att 5 dB

CLRWR

A

1 AP

Ref -20 dBm

Center 60.05 MHz 11.99 MHz/ Span 119.9 MHz

*

UNCAL

RBW 1 kHz VBW 3 kHz SWT 120 s

-120 -110 -100 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20

1

Marker 1 [T1 ] -68.42 dBm 8.938782051 MHz

2

Marker 2 [T1 ] -77.95 dBm 18.161858974 MHz

3

Marker 3 [T1 ] -105.83 dBm 27.179967949 MHz

4

Marker 4 [T1 ] -107.28 dBm 36.608012821 MHz

D a t e : 3 . A U G . 2 0 0 6 1 4 : 2 4 : 1 5

圖6-23 Fc=9.083MHz Vt=1.06V Balun+OP

圖6-24 Fc=9.083MHz Vt=1.06V Balun+Filter+OP

(b)Fc=10.384MHz Vt=1.09V

Ref -20 dBm Att 5 dB

*RBW 1 kHz VBW 3 kHz

CLRWR

A

Center 50.05 MHz 9.99 MHz/ Span 99.9 MHz

1 AP UNCAL

SWT 100 s

-120 -110 -100 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20

Marker 1 [T1 ] -20.22 dBm 10.346153846 MHz

2 1

Marker 2 [T1 ] -80.45 dBm 20.752403846 MHz

3

Marker 3 [T1 ] -80.26 dBm 31.158653846 MHz

4

Marker 4 [T1 ] -86.27 dBm 41.564903846 MHz

D a t e : 3 . A U G . 2 0 0 6 1 2 : 5 8 : 1 6

圖6-25 Fc=10.384MHz Vt=1.09V 訊號直接由訊號產生器接至頻譜

Att 5 dB

CLRWR

A 1 AP

Ref -20 dBm

Center 60.05 MHz 11.99 MHz/ Span 119.9 MHz

*

UNCAL

RBW 1 kHz VBW 3 kHz SWT 120 s

-120 -110 -100 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20

Marker 4 [T1 ] -107.19 dBm 41.411698718 MHz Marker 1 [T1 ] -68.83 dBm 10.283814103 MHz

2

Marker 2 [T1 ] -79.39 dBm 20.659775641 MHz Marker 3 [T1 ] -104.37 dBm 31.022916667 MHz

4 1

3

D a t e : 3 . A U G . 2 0 0 6 1 4 : 2 6 : 3 1

圖6-26 Fc=10.384MHz Vt=1.09V Balun+OP

圖6-27 Fc=10.384MHz Vt=1.09V Balun+Filter+OP

(c)Fc=12.615MHz Vt=1.15V

Ref -20 dBm Att 5 dB

CLRWR

A

Center 50.05 MHz 9.99 MHz/ Span 99.9 MHz

1 AP

*

UNCAL

RBW 1 kHz VBW 3 kHz SWT 100 s

-120 -110 -100 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20

1

Marker 1 [T1 ] -20.23 dBm 12.587500000 MHz

2

Marker 2 [T1 ] -81.71 dBm 25.235096154 MHz

3

Marker 3 [T1 ] -79.93 dBm 37.882692308 MHz

4

Marker 4 [T1 ] -86.34 dBm 50.530288462 MHz

D a t e : 3 . A U G . 2 0 0 6 1 3 : 0 0 : 3 2

圖6-28 Fc=12.615MHz Vt=1.15V 訊號直接由訊號產生器接至頻譜

*RBW 1 kHz VBW 3 kHz SWT 120 s

Att 5 dB

CLRWR

A 1 AP

Ref -20 dBm

Center 60.05 MHz 11.99 MHz/ Span 119.9 MHz

UNCAL

-120 -110 -100 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20

Marker 4 [T1 ] -105.90 dBm 50.442628205 MHz

Marker 1 [T1 ] -69.78 dBm 12.589583333 MHz

2

Marker 2 [T1 ] -82.15 dBm 25.079166667 MHz

3

Marker 3 [T1 ] -108.03 dBm 37.748076923 MHz

4 1

D a t e : 3 . A U G . 2 0 0 6 1 4 : 2 8 : 4 4

圖6-29 Fc=12.615MHz Vt=1.15V Balun+OP

圖6-30 Fc=12.615MHz Vt=1.15V Balun+Filter+OP

(d)Fc=14.538MHz Vt=1.2V

Ref -20 dBm Att 5 dB

CLRWR

A

Center 50.05 MHz 9.99 MHz/ Span 99.9 MHz

1 AP

*

UNCAL

RBW 1 kHz VBW 3 kHz SWT 100 s

-120 -110 -100 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20

1

Marker 1 [T1 ] -20.18 dBm 14.508653846 MHz

2

Marker 2 [T1 ] -82.44 dBm 29.077403846 MHz

3

Marker 3 [T1 ] -80.25 dBm 43.646153846 MHz

4

Marker 4 [T1 ] -86.68 dBm 58.214903846 MHz

D a t e : 3 . A U G . 2 0 0 6 1 3 : 0 2 : 3 6

圖6-31 Fc=14.538MHz Vt=1.2V 訊號直接由訊號產生器接至頻譜

Att 5 dB

CLRWR

A

1 AP

Ref -20 dBm

Center 60.05 MHz 11.99 MHz/ Span 119.9 MHz

*

UNCAL

RBW 1 kHz VBW 3 kHz SWT 120 s

-120 -110 -100 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20

1

Marker 1 [T1 ] -70.53 dBm 14.511057692 MHz

2

Marker 2 [T1 ] -84.68 dBm 29.114262821 MHz

3

Marker 3 [T1 ] -108.03 dBm 42.551762821 MHz

4

Marker 4 [T1 ] -109.01 dBm 58.128525641 MHz

D a t e : 3 . A U G . 2 0 0 6 1 4 : 3 0 : 2 9

圖6-32 Fc=14.538MHz Vt=1.2V Balun+OP

圖6-33 Fc=14.538MHz Vt=1.2V Balun+Filter+OP

(e)Fc=16.794MHz Vt=1.25V

Ref -20 dBm Att 5 dB

CLRWR

A

Center 50.05 MHz 9.99 MHz/ Span 99.9 MHz

1 AP

*

UNCAL

RBW 1 kHz VBW 3 kHz SWT 100 s

-120 -110 -100 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20

1

Marker 1 [T1 ] -20.20 dBm 16.750000000 MHz

2

Marker 2 [T1 ] -83.44 dBm 33.560096154 MHz

3

Marker 3 [T1 ] -103.84 dBm 49.409615385 MHz

4

Marker 4 [T1 ] -86.60 dBm 67.180288462 MHz

D a t e : 3 . A U G . 2 0 0 6 1 3 : 0 4 : 5 2

圖6-34 Fc=16.794MHz Vt=1.25V 訊號直接由訊號產生器接至頻譜

Att 5 dB

CLRWR

A

1 AP

Ref -20 dBm

Center 60.05 MHz 11.99 MHz/ Span 119.9 MHz

*

UNCAL

RBW 1 kHz VBW 3 kHz SWT 120 s

-120 -110 -100 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20

1

Marker 1 [T1 ] -71.08 dBm 16.816826923 MHz

2

Marker 2 [T1 ] -87.65 dBm 33.533653846 MHz

3

Marker 3 [T1 ] -108.91 dBm 50.237660256 MHz

4

Marker 4 [T1 ] -107.76 dBm 67.159455128 MHz

D a t e : 3 . A U G . 2 0 0 6 1 4 : 3 2 : 4 9

圖6-35 Fc=16.794MHz Vt=1.25V Balun+OP

圖6-36 Fc=16.794MHz Vt=1.25V Balun+Filter+OP