具功因修正之直流倍壓轉換器

行政院國家科學委員會專題研究計畫 成果報告

具功因修正之直流倍壓轉換器 研究成果報告(精簡版)

計 畫 類 別 ： 個別型

計 畫 編 號 ： NSC 99-2221-E-011-152-

執 行 期 間 ： 99 年 08 月 01 日至 100 年 07 月 31 日 執 行 單 位 ： 國立臺灣科技大學電機工程系

計 畫 主 持 人 ： 楊宗銘

計畫參與人員： 碩士級-專任助理人員：葉辰威 碩士級-專任助理人員：柯鈞琢 博士班研究生-兼任助理人員：陳

報 告 附 件 ： 出席國際會議研究心得報告及發表論文

處 理 方 式 ： 本計畫可公開查詢

中 華 民 國 100 年 09 月 13 日

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具功因修正之直流倍壓轉換器

計畫類別：
個別型計畫  整合型計畫 計畫編號：NSC 99-2221-E-011-152

執行期間： 99 年 8 月 1 日 至 100 年 7 月 31 日

計畫主持人：楊宗銘 副教授 共同主持人：

計畫參與人員：陳銘輝、柯鈞琢、葉辰威

成果報告類型(依經費核定清單規定繳交)：
精簡報告 完整報告

本成果報告包括以下應繳交之附件：

赴國外出差或研習心得報告一份

赴大陸地區出差或研習心得報告一份

■ 出席國際學術會議心得報告及發表之論文各一份

國際合作研究計畫國外研究報告書一份

處理方式：除產學合作研究計畫、提升產業技術及人才培育研究計畫、列管 計畫及下列情形者外，得立即公開查詢

涉及專利或其他智慧財產權，
一年 二年後可公開查詢

執行單位：國立台灣科技大學電機工程系

中 華 民 國 100 年 7 月 31 日

具功因修正之直流倍壓轉換器

Multiplier DC Voltage Converter with Power Factor Correction

計畫編號： NSC 99-2221-E-011-152

執行時間： 99 年 8 月 1 日 至 100 年 7 月 31 日 計畫主持人：楊宗銘 副教授 計畫參與人員：陳銘輝、柯鈞琢、葉辰威

執行單位： 國立台灣科技大學電機工程系

摘要

本計劃旨在提出一無使用變壓器之單級、

單 相 交 流 - 高 壓 直 流 轉 換 器 ， 基 於 傳 統 Cockcroft-Walton 倍壓電路(CW)僅多使用一個 升壓電感及一個雙向開關。本計畫亦提出一個 新方法來描述 CW 倍壓電路之等效電路模型，

以簡化電路分析及方便於模擬。在連續電流模 式下，以平均電流法於單週期控制之正緣調變 技術實現功率因數修正，無需偵測輸入電源電 壓及使用 IC 內部乘法器，此控制策略可簡化控 制電路的設計並可減少電路元件的數量。相較 於傳統 CW 倍壓電路，本計畫所提出之轉換器 具有高功率因數、輸入電流為半波對稱、低電 流失真，以及可調之輸出直流電壓等特點。本 計 畫 使 用 一 個 商 業 用 的 功 率 因 數 修 正 IC (ICE1PCS01)來實現輸出功率為 500 瓦的實驗 模型。模擬與實驗結果證實本計畫轉換器之可 行性。

關鍵字：高壓直流轉換器、功率因數修正、倍 壓電路。

Abstract

This project proposes a transformerless single-stage single-phase ac to high voltage dc converter based on Cockcroft-Walton (CW) voltage multiplier circuit with only adding one boost inductor and one bi-directional switch. This project also derives a new method of circuit representation for CW voltage multiplier, which simplifies the equivalent circuit and is convenient for simulation. An average current control for

continuous current mode (CCM) power factor correction (PFC) controller is based on quasi-steady-state approach by using one cycle control technique on leading-edge modulation to accomplish, which not need the multiplier and the sensing of the input ac voltage. This control strategy simplifies the design and reduces the control circuit components against the control strategy of the multiplier approach. Compared with conventional CW voltage multiplier, the proposed converter provides half-wave symmetry and low-distorted line current, adjustable power factor at the ac source, and a constant dc output voltage in the wide load variation range. In this project, a commercial PFC IC (ICE1PCS01) is used to implement a prototype with 500w rating.

Both simulation and experimental results demonstrate the validity of the proposed converter.

Index Terms–high dc voltage converter, PFC, voltage multiplier.

一、 前言

高電壓直流電源供應器早已廣泛地應用於 工業、科學、醫用、軍用及測試設備之中，如 加速器、雷射、X 光系統、灰塵過濾、絕緣測 試 及 靜 電 噴 漆 等 [1] 。 輸 入 為 交 流 電 源 的 Cockcroft-Walton(CW)倍壓電路是常被應用於 高壓直流設備之中，其電路拓撲是由二極體及 電容器所串接而成，如圖 1 所示，此種電路架

構提供了緊實且低成本的特性[2]。理論上，一 N/2 階之 CW 倍壓電路於無載的情況下，其輸 出直流電壓為輸入電源電壓峰值的 N 倍。但是 實際應用上，由於電路元件非理想的特性，如 二極體的雜散電容及電容的等效串聯電阻，此 倍壓電路在越重載的情況下，其實際的輸出直 流電壓會越低於理論值。因此，CW 倍壓電路 之串接階數是受到限制的[3]。

在高頻切換技術發展之前，低頻升壓變壓 是常被用來結合傳統 CW 倍壓電路，以產生一 高直流電壓源[4]。然而，低頻變壓器體積龐大 且成本高昂，所以此倍壓電路技術的發展也遇 到瓶頸。直到功率半導體技術的進步及高頻切 換技術的發展，高頻切換技術與高頻升壓變壓 器改善了系統的體積及成本，並且也大大的降 低輸出電壓的漣波。一般高頻切換於 CW 倍壓 電路之架構是由二極體整流、變流器、高頻升 壓變壓器及 CW 倍壓電路所構成。由於此電路 架構之前級為二極體整流，因此電路的電力品 質很差，如功率因數低、電流半波不對稱及高 電流失真等。為了降低電力諧波污染，相關制 定諧波標準已被提出，如 IEC1000-3-2 Class-D 的標準，要求需採取措施降低輸入電力的電流 諧波含量，來提高功率因數。

為了改善上述的缺點，有關功率因數修正 技術於倍壓電路之研究是被研究討論的[5]。此 文獻是使用交流-直流及直流-交流兩階段能量 轉換器之架構，此架構可以改善系統功率因數 且降低電流失真，但兩階段能量的轉換可能需 要較高的成本及造成較高的損失。

本計畫提出一單階段能量轉換之電路架 構，基於 CW 倍壓電路僅多使用一個升壓電感 器及一個雙向開關，而不需使用高頻升壓變壓 器，其電路架構如圖 2 所示。本計畫使用功率 因數修正技術於連續電流模式控制下，可實現 高功率因數、低電流失真及可調之輸出電壓。

由於本計畫所提出之轉換器與傳統單相升壓式 轉換器類似，因此傳統單相升壓轉換器之控制 策略經過簡單的修改後即可用於本計畫所提出 的架構之中。實際應用上，單相升壓轉換器之

功率因數修正絕大部分都是使用商業用 IC 以 降低 成 本 ， 如 UC3854 。 功 率 因 數 修 正 IC (UC3854)有 16 個腳位，此 IC 內部有一個乘法 器，且須要回授輸入電源電壓訊號及輸入電流 訊號，因此控制電路較複雜，成本也較高。為 了降低成本及簡化控制電路的複雜度，本計畫 選用 控 制 較 為 簡 單 的 功 率 因 數 修 正 IC (ICE1PCS01)，此 IC 只有 8 個腳位，其控制方 法為單週期控制技巧，因此 IC 內部沒有乘法器 且也不用偵測輸入電源電壓訊號。接下來，本 計畫將詳細的介紹本計畫轉換器之系統數學模 型、工作模式，以及控制策略。最後，模擬與 實驗結果將證明本計畫提出電路架構之性能的 可行性。

二、 系統架構介紹 2-1 系統數學模型

本計畫所提出的轉換器如圖 2 所示，此電 路架構主要是由一個單相交流電源 vs、一個升 壓電感器 Ls、一個雙向功率開關(S1,S2)及一個

2

vc

D1 D₂

1

vc

4

vc

D3 D₄

3

vc

vcN 1

DN

− DN

( 1)

vc N₋

RL

vo

vs

is

圖 1 傳統 N/2 階之 CW 倍壓電路

1

vC

C1

2

vC

( 1)

vC N₋ 1

CN₋

vCN

C2 C_N

D1 D2 DN₋1 DN

vs

iL

RL

vo

Ls

S2

S1 v_γ i_γ

圖 2 本計畫之系統電路架構圖

N/2 階的 CW 倍壓電路所組合而成，其中雙向 功率開關之 S1是操作在電源的正半週，S2是操 作在電源的負半週，而 CW 倍壓電路是由數個 二極體及電容器所構成，其每一階是由兩個電 容及兩個二極體所組合而成，因此 N/2 階的 CW 倍壓電路有 N 個電容與 N 個二極體，如圖 2 所 示。

為了簡化系統數學模型的推導及分析，CW 倍壓電路的導通狀態於本計畫中是被簡化的。

藉由文獻[6]之 CW 倍壓電路的等效電路分析，

本計畫轉換器的等效電路可表示如圖 3 所示，

其中系統是假設操作於穩態的狀況下，且 CW 倍壓電路之二極體於任一時間中最多只有一個 二極體會導通。如圖 3 所示，雙向開關的狀態 定義如下：

1 2

1 2

( is on) 1 ,

( and is off) 0 ,

S or S

d S S

= 

 (1) 由圖 3 之等效電路，可以求得輸入電源電流 (電感電流)的微分方程式如下所示：

1[ ]

L s s

di v v

dt = L − ^γ (2) 其中 v_s為輸入電源電壓，i_L為輸入電源電流，v_γ 為電感右側對地之電壓(也就是 CW 倍壓電路之 輸入端電壓)。

假設輸入電源電流是操作於連續電流模式 (CCM)下，則 CW 倍壓電路之輸入端電流是受 到雙向開關狀態 d 及輸入電源電流 i_L所影響，

其方程式可表示為：

(1 ) _L

i_γ = −d i⋅ (3) 如圖 3 所示，四個等效串聯電容的電壓方 程式可表示為：

2,4,....

N

cel i ci

i

v d v

=

=

∑

1

1,3,....

N

col j cj

j

v d v

−

=

=

∑

2,4,....

(1 )

N

cer i ci

i

v d v

=

=

∑

1

1,3,....

(1 )

N

cor j cj

j

v d v

−

=

=

∑

其中 v_cel與 v_col分別表示某個二極體導通左側之 偶數電容與奇數電容的串聯電壓；vcer與 vcor分 別表示某個二極體導通右側之偶數電容與奇數 電容的串聯電壓。vcel (vcer)和 vcol (vcor)之等效串 聯電壓是受 di和 dj所影響，其 di和 dj之數學方 程式可表示為：

0 , for 2, 4 ,..., 1 ,

on i

on

D i

d i N

D i

 <

= ≥ = (8)

0 , for 1, 3,..., 1 1 ,

on j

on

D j

d j N

D j

 <

= ≥ = −

(9)

其中 di和 dj為偶數電容及奇數電容的充放電指 標，而 D_on 為二極體導通的指標，主要是決定 CW 倍壓電路之二極體導通的路徑，可由下是 方程式求得：

{ }

0 , 0

on k

i k N

D x i k N

i k

γ γ γ

 > =

=  < = −

 = =



(10)

其中{xk}是一個可能導通的路徑集合，其中可分

為三個部分：一為當 i_γ > 0 時，此時表示 CW 倍 壓電路操作於正半週導通模式下，因此只有偶 數二極體會有可能導通，而依照 CW 倍壓電路 於穩態的導通模式可知道，二極體導通的順序 會由編號大的輪流至編號小的二極體，故將可 能導通的路徑集合取最大值，即可得知二極體 導通的路徑；另一為當 i_γ < 0 時之情形，其狀態 如上述i_γ >0時之說明，不同的是此時是由奇數 二極體導通；最後則是當 i_γ = 0 時之情形，此表 示全部二極體如開路的狀態。而可能導通路徑 的判斷式是由各電容電壓決定，其方程式可表 示為：

vcel

RL

vo

Ls

iL

vs

d 1 0

0 1(1−d)

v_γ

vcer

vcol vcor

vcwt

i_γ

圖 3 本文轉換器之等效電路

( 1) ( )

( 1) ( )

, for 2 , for 2 , 0, for 2 ,

k c k c k

c k c k

k k

x k k v v

k v v

−

−

 ≤

= > >

 > ≤



(11)

其中 vck為第 k 個電容的電壓值。

由式(4)及(5)，如圖 3 所示，可得到 CW 倍壓電 路之輸入端電壓(也就是電感右側對地之電壓) 為：

(1 ) _cwt

v_γ = −d ⋅v (12) 其中端電壓 vcwt 為等效串聯電容電壓之差，如 下所示：

( )

cwt cel col

v = v −v (13) 利用式(12)及(13)，輸入電源電流的微分方程式 (2)可重新改寫為：

1[ (1 ) ( )]

L

s cel col

s

di v d v v

dt = L − − ⋅ − (14) 由式(4)及(6)，如圖 3 所示，可求得輸出電壓 vo ，也就是 CW 倍壓電路之偶數電容電壓和：

o cel cer

v =v +v (15) 由式(3)以及偶數電容及奇數電容的充放電指標 d_i和 d_j，如式(8)及(9)，則每一個偶數電容及奇 數電容之電流方程式可表示為：

1 ( )

ci o

i

i L

dv v

dt = C d i⋅ −^γ R (16)

1( )

cj

j j

dv d i dt C ^γ

= − ⋅ (17)

其中 v_ci表示第 i 個偶數電容的電壓，v_cj表示第 j 個奇數電容的電壓。

2-2 工作模式

假設系統是工作在穩態且連續電流模式 (CCM)下，若電壓 v_cwt ≧ v_s，則工作模式類似於 傳統升壓式轉換器之分析。本計畫之電路的操 作主要可成四種模式如圖 4 所示。圖 4 (a)和圖 4 (b)為模式一及模式二，主要是工作在輸入電 源的正半週，而圖 4(c)和圖 4(d)為模式三及模 式四，主要是工作在輸入電源的負半週。模式

一與模式三是表示雙向開關導通時之狀態，此 狀態輸入電源正對升壓電感儲能，同時偶數電 容對負載放電，而奇數電容呈現開路的狀態。

模式二是表示輸入電源為正半週時雙向開關截 止之狀態，此狀態輸入電源和升壓電感將能量 傳送至 CW 倍壓電路中，開始對偶數電容充 電，並對奇數電容放電。而模式四與模式二類

vcel

RL

Ls

iL

vs

d 1 0

0 1(1−d)

v_γ

vcer

vcol vcor

vo

vcwt

i_γ

(a)

vcel

RL

Ls

iL

vs

d 1 0

0 1(1−d)

v_γ

vcer

vcol v_cor

vo

vcwt

i_γ

(b)

vcel

RL

Ls

iL

vs

d 1 0

0 1(1−d)

v_γ

vcer

vcol vcor

vo

vcwt

i_γ

(c)

vcel

RL

vo

Ls

iL

vs

d 1 0

0 1(1−d)

v_γ

vcer

vcol vcor

vcwt

i_γ

(d)

圖 4 本計畫提出轉換器之工作模式：(a)模式一 (b)模式 二 (c)模式三 (d)模式四

似，不同的是模式四是工作在輸入電源的負半 週，此狀態偶數電容是呈現放電的現象，而奇 數電容則是在充電。根據上述的工作模式，以 適當的控制開關觸發訊號，即可研製一具有功 率因數修正功能的轉換器。

三、 控制策略

由於本計畫轉換器之電路的操作與傳統升 壓式轉換器類似，因此欲將電路操作在連續電 流導通模式下，則傳統單相單開關升壓式轉換 器較常使用 IC(UC3854)來實現功率因數修正 [7]。本計畫為了簡化控制電路設計的複雜度並 且 降 低 成 本 ， 因 此 使 用 了 功 率 因 數 修 正 IC(ICE1PCS01)來實現完成功率因數修正[8]，其 控制技巧類似於單週期控制(One Cycle Control, OCC)之正緣調變(leading-edge modulation)，此 控制方法相較於 IC(UC3854)之控制方法是不需 要外部輸入電壓的回授，且 IC 內部也不需要用 乘法器來得到輸入電源電流的命令，因此本計 畫控制電路的設計較為簡單、體積較小且成本 也較低。簡化後之系統控制架構圖如圖 5 所示。

3-1 控制方法[9,10]

假使控制電路的控制策略可使輸入電源電 流與輸入電源電壓成比例且相位一致，則由輸 入端看進去的轉換器阻抗可以等效為一個電阻 Re，其關係可表示為：

e s/ L

R =v < > (18) i 其中 R_e為轉換器的等效電阻、v_s為輸入電源電 壓及<iL>為每一切換週期的平均電感電流。於

穩態且連續電流模式下，輸出電壓 vo與輸入電 源電壓絕對值|vs|之靜態電壓比可表示為：

( ) 1

o s

v N

M D = v = D

− (19) 其中 D 表示開關導通的責任週期，而 vo為一固 定值 Vo (假設一個 N/2 階 CW 倍壓電路之電容 器足夠大)。

將式(19)代入式(18)，轉換器的等效電阻可 重新表示為：

(1 )

o e

L

V D

R N i

= ⋅ −

⋅ < > (20) 其中|<iL>|為每一切換週期的絕對平均電感電 流。

一般為了調節轉換器的等效電阻 Re，式(21) 之控制定律是被使用的。

/ ( )

s L m

R ⋅ < > =i v M D (21) 其中 Rs為轉換器之電流檢測電阻值，vm為電壓 補償器之輸出，如圖 5 所示。因此將式(19)代入 式(21)，可得到：

(1 ) /

s L m

R ⋅ < > = ⋅ −i v D N (22) 藉由式(20)及(22)， 轉換器的等效電阻 Re也可 表示為：

s o

e m

R R V v

= ⋅ (23)

從式(22)及(23) 可得知，若電壓補償器之輸出 v_m是被適當的控制在一固定值，則只要適當調 節開關責任週期 D 就可使轉換器的等效電阻 Re

成為一個固定值。如式(18) 所示，此時輸入電 源電流與輸入電源電壓將成一比例且相位一 致，進而達到功率因數修正之目的。

3-2 單週期控制介紹[9,10]

單週期控制之調變裝置大致可分為兩個類 型：一為負緣調變器(tailing-edge modulator)；

另一為正緣調變器(leading-edge modulator)。圖 5 為本計畫電路架構之控制方塊圖(屬於正緣調 變)，此控制器之調變器是由一固定脈波產生器 (Clock Generator)、一比較器(Comparator)、一

1

vC

− +

C1

2

vC

− +

( 1)

- vC N₋ +

(N1)

C ₋

vCN

− +

C2 C_N

D1 D₂ D(N₋1)

DN

v+s

− iL

RL v^o S

Ls

v_γ +

− i_γ

1 s L

v =R ⋅i Rs

Vref

vm

iL

S R Q

Q

( )

2 ^y ( ) /

x t t m

v =∫ v τ N dτ

1 N

+

−

+−

圖 5 系統控制架構圖(ICE1PCS01 控制器簡化後之架構)

SR 正反器(Flip Flop)及一可以重置(Reset)的斜 波產生器(Ramp waveform Generator)所構成，其 控制器之操作波形如圖 6 所示。圖 6 中三個區 間 I-III 是用來方便說明控制器之動作原理，詳 細的操作說明如下所示。

區間 I：當開關切換週期開始的時候，脈波 產生器會產生一個高電位的訊號(即為 CLK 的 訊號)，所以正反器的輸入端 R 為高電位狀態，

也就是 R = 1。同時，脈波產生器之高電位訊號 將重置斜波產生器，所以斜波產生器的輸出電 壓v₂將會降至為零，則比較器之輸入端電壓

1 2

v >v ，因此比較器輸出為高電位狀態，故正反 器的輸入端 S 為低電位狀態，也就是 S = 0。利 用 S = 0 及 R = 1 之狀態，對照表 1 之 SR 正反 器真值表，可得到此時正反器輸出Q=1，而

0

Q= 。此區間 I 結束於脈波產生器訊號由高電 位轉為低電位的時候。

區間 II：此區間 II 之脈波產生器的輸出為 低電位狀態，所以正反器的輸入端 R 為低電位 狀態，也就是 R = 0。此時斜波產生器內部之積 分器開始針對電壓補償器輸出電壓v_m積分，其 輸出電壓為v₂，此時比較器的輸入端電壓v₁仍 然會大於電壓v₂，所以比較器輸出仍然為高電 位狀態，故正反器的輸入端 S 也仍然為低電位 狀態，也就是 S = 0。利用 S = 0 及 R = 0 之狀態，

對照表 1 之 SR 正反器真值表，可得到此時正反 器輸出會保持上一次的狀態，因此Q=1，而

0

Q= 。此區間 II 結束於比較器的輸入端電壓v₁ 等於電壓v₂的時候。

區間 III：此區間 III 之脈波產生器的輸出仍 然保持為低電位狀態，所以正反器的輸入端 R 仍然為低電位狀態，也就是 R = 0。此區間 III 斜 波產生器的輸出電壓v₂會大於比較器的輸入端 電壓v₁，所以比較器輸出電壓將會由高電位轉 為低電位狀態，故正反器的輸入端 S 會由低電 位轉為高電位狀態，也就是 S = 1。利用 S = 1 及 R = 0 之狀態，對照表 1 之 SR 正反器真值表，

可得到此時正反器輸出Q=1，而Q=0。此區間 III 結束於脈波產生器輸出重新由低電位轉為高 電位的時候。

區間 I 至區間 III 的操作時間剛好為一個開 關切換週期，因此，此調變技巧為一固定開關 切換頻率的控制。由於電源頻率 fs遠小於開關 切換頻率 fsw，所以電感電流的漣波可以被忽 略，因此每切換週期的平均電感電流<iL>可被 視為瞬時電感電流 iL。因此，式(22)之控制定律 可藉由類似單週期控制之正緣調變技術實現，

其 中 v₁ 及 v₂ 分 別 被 設 定 為 v₁=R_s⋅i_L 及

2 ^y( ( ) / )

x t t m

v =

∫

四、 模擬與實作結果

本計畫已建構出一個 500 瓦的實驗模型來 驗證電路理論分析的正確性及性能的可行性，

其系統實驗規格與元件參數分別如表 2 及表 3 所示。此外，一套模擬軟體 Matlab/Simulink 是 被選用來執行電路數學模型與控制策略的模 擬。而在實作方面，本計畫所提出的控制策略 是以商業用的功率因數修正 IC(ICE1PCS01)來 實現。

圖 7(a)為本計畫轉換器於輸出功率 500 瓦 下之輸入電源電壓 vs、輸入電源電流 iL及輸出 電壓 vo的模擬波形。由此圖可清楚觀察到輸入 電源電壓與電流同相位，且輸入電流為低失真 並近似弦波的樣子；而輸出平均電壓也達到設 定值 800 伏特。此外，圖 7( b)也展出電容器在 穩態下之電壓模擬波形，其各個電容器充放電 特性與操作原理是吻合的。

Q Q

v2

v1

CLK t

t

t

t tCLK

Tsw

tx

ty

(1−D T) sw

DTsw

圖 6 控制器之操作波形

表 1 SR 正反器真值表 S R Qn₊1 Q_n+1 0 0 Qn Q_n

0 1 0 1

1 0 1 0

1 1 ? ?

圖 8(a)為本計畫轉換器於輸出功率 500 瓦下 之輸入電源電壓 vs、輸入電源電流 iL及輸出電 壓 vo的實作波形。比較於圖 7(a)，實作波形與 模擬波形一致的。圖 8(b)為電容器的電壓實作 波形，這些波形與模擬波形亦是吻合。

為了證明本計畫轉換器能改善傳統 CW 倍 壓電路之性能，一個傳統 2 階 CW 倍壓電路在 相同輸出電壓與功率下亦是被建構及測試。圖 8(c)為傳統 CW 倍壓電路於輸出功率 500 瓦下之

表 2 系統實驗規格

系統實驗規格 輸入電源電壓 vs 110Vrms

輸入電源頻率 fs 60Hz

輸出電壓 vo 800V

輸出功率 Po 500W

開關切換頻率 f_sw 100kHz

負載電阻 R_L 1.25kΩ

串接階數 N/2 2

表 3 元件參數

元件 規格/型號

功率因數修正 IC ICE1PCS01

Ls 1.5mH

S1 , S2 IRF644 C1 ~ C4 1000uF/420V D1 ~D4 LTTH1506D

iL

vs

s,L

v i

vo

vo

: 50V/div, : 5A/div, :100V/div, time:5ms/div

s L o

v i v

(a)

1

vc 2

vc 3

vc 4

vc

1~ 4: 50V/div, time:5ms/div

c c

v v

(b)

圖 7 本計畫轉換器於 500 瓦下之模擬波形：(a) 輸入電 源電壓 vs、輸入電源電流 iL及輸出電壓 vo (b)電容電壓 v_c1 ~ v_c4

vo

vs

iL

:100V/div, :10A/div, : 200V/div, time:5ms/div

s L o

v i v

(a)

1

vc 2

vc

3

vc 4

vc

offset 100V

1~ 4: 50V/div, time:5ms/div

c c

v v

(b)

iL

vs

vo

:100V/div, :10A/div, : 200V/div, time:5ms/div

s L o

v i v

(c)

圖 8 在 500 瓦下之實作波形：(a)本計畫轉換器之輸入電 源電壓 vs、輸入電源電流 iL及輸出電壓 vo (b)電容電壓 v_c1 ~ v_c4 (c)傳統 CW 倍壓電路之輸入電源電壓v_s、輸入電 源電流 iL及輸出電壓 vo

輸入電源電壓 vs、輸入電源電流 iL及輸出電壓 vo的實作波形。比較於圖 8(a)，傳統 CW 倍壓 電路之輸入電流有較高的失真與半波不對稱的 現象。傳統 CW 倍壓電路與本計畫轉換器之輸 入電流諧波分析情形如圖 9(a)所示。由此可得 知，傳統 CW 倍壓電路除了含有大量的奇次諧 波成份之外，也含有明顯的偶次諧波成份(二次 諧波為 12%；四次諧波為 18.9%)。然而，本計 畫轉換器在功率因數修正策略下，諧波成份幾 乎是被消除的。圖 9(b)展出本計畫轉換器於不 同輸出功率下之輸入電流的總諧波失真、功率 因數及系統效率，其總諧波失真是少於 8%，功 率因數及系統效率分別是高於 0.99 及 0.9。由 此些結果可證實，本計畫所提出之轉換器是改 善傳統 CW 倍壓電路輸入電流失真與不對稱情 形，並且可調節直流電壓之輸出。

五、 結論

本計畫提出一單級、單相交流-高壓直流轉 換器，基於傳統 CW 倍壓電路僅多使用一個升 壓電感及一個雙向開關。在沒有使用升壓變壓 器的架構下，高壓直流輸出是獲得的。此外，

一個新的 CW 倍壓電路的數學模型已用來簡化 本計畫轉換器之等效電路，且也方便模擬。相 較於傳統 CW 倍壓電路，本計畫轉換器可得到 高的功率因數、輸入電源電流為半波對稱、低 的電流失真，以及可調整的輸出直流電壓。控 制策略是藉由功率因數修正 IC(ICE1PCS01)來 實現完成，此 IC 內部沒有輸入電源電流命令所 需的乘法器，並且也不需要回授偵測輸入電源 電壓，因此控制電路設計較簡單且成本也較 低。最後，模擬與實驗結果證實本計畫所提之 轉換器性能與理論分析的可行性。

參考文獻

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and Drive Systems International Conf., vol. 2, pp. 1110-1114, Nov.

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2929-2932, Nov. 2003.

(a)

η

PF

THD

(b)

圖 9 實作量測結果：(a)傳統 CW 倍壓電路與本計畫轉換 器之輸入電源電流諧波分怖 (b)在不同功率負載下，本 計畫轉換器之總諧波失真、功率因數及效率

行政院國家科學委員會補助國內專家學者出席國際學術會議報告 行政院國家科學委員會補助國內專家學者出席國際學術會議報告 行政院國家科學委員會補助國內專家學者出席國際學術會議報告 行政院國家科學委員會補助國內專家學者出席國際學術會議報告

100 年 7 月 31 日 報告人

姓名

楊宗銘

及職稱

國立台灣科技大學電機工程系 副教授

會 議

地點

時間

中國-北京 2011年 6 月 21 日

至

2011年 6 月 23 日

本會補助 計畫編號

補助項目：「國外差旅費」

計畫編號：NSC 99-2221-E-011-152-

會議 名稱

(中文) 第六屆 IEEE 工業電子及應用研討會

(英文) The 6^th IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications, ICIEA

IEEE 工業電子及應用國際研討會(ICIEA)，類屬電力電子及控制領域的國 際重要大型學 術會議。此會議今 年舉辦於中國北京 ，會議時間為期三天 (2011/6/21 至 2011/6/23)。本次會議大致可分為先進學者前瞻性演說、口頭形 式之論文發表及海報形式之論文發表，詳細會議議程如表 1 所示。本次出席國 際研討會本人共發表論文 2 篇，兩篇皆為口頭形式之論文發表，其發表時間在 6 月 21 日及為 6 月 22 日下午。

6 月 21 日（星期二）早上 09：20 搭乘長榮航空公司飛機，啟程前往中國 北京參加第六屆 IEEE 工業電子及應用研討會(ICIEA)，約下午 12：30 許抵達 北京機場，隨即搭乘客運抵達入住飯店，也就是會議地點北京友誼賓館，隨後 即參與會議內容之行程。本人第一篇論文之口頭發表時間約下午 16：40 舉行，

全程皆使用英文演說與討論，其中曾與最佳論文作者及國外學者進行討論，從 中也獲取一些不錯的建議。

6 月 22 日（星期三）早上 08：30 到達大會會議現場，隨後聆聽美國學者

Prof. Muhammad H. RASHID 與中國學者 Prof. Michael Yu WANG 之演說，由演

說中獲取許多新的知識與想法，預計應用於未來的研究之中。本人第二篇論文

之口頭發表時間約下午 17：40 舉行，演說過程順利完成，而圖 1 為參與所指

導博士班學生陳銘輝論文發表之合影。此篇論文也是由本次國科會計畫補助之

研究成果，論文全文如附件 1 所示。

2

圖 圖

圖 圖 1 參與所指導博士班學生陳銘輝論文發表 參與所指導博士班學生陳銘輝論文發表 參與所指導博士班學生陳銘輝論文發表 參與所指導博士班學生陳銘輝論文發表之 之 之合影 之 合影 合影 合影

6 月 23 日（星期四）早上 08：30 到達大會會議現場，隨後也參與大會所 安排之會議內容。藉由會議空檔本人也前往參觀，其所展示的產品有旋轉及線 性馬達控制系統、監控系統。部分產品為提供研究開發所用之發展系統。

此次會議所蒐集到的資料包括第六屆 2011 IEEE 工業電子及應用研討會國

際研討會論文集光碟及會議議程手冊各一份、會場廠商產品展示之儀器設備資

料及出席研討會所獲得之國際最新技術發展趨勢，對於個人未來之研究及產學

合作計畫之執行，獲益良多。

表 表

表 表 1 會議議程 會議議程 會議議程 會議議程

Tuesday, 21 June 2011

08:00 – 08:30 Opening Ceremony

Symposium Room in Meeting Hall

08:30 – 09:30

Keynote Speech

Cloud Manufacturing — Cloud Computing in Manufacturing Area by Professor Bohu LI, Beihang University, China

Symposium Room in Meeting Hall

09:30 – 10:30

Keynote Speech

Next Generation Biometric Recognition Systems by Professor Anil K. JAIN, Michigan State University, USA

Symposium Room in Meeting Hall

10:30 – 10:50 Tea Break

10:50 – 12:30

Distinguished Invited Lectures

From Adaptive Testing to Software Cybernetics by Professor Kai-Yuan CAI, Beihang University, China

Symposium Room in Meeting Hall

The State of the Art of Star Sensor for ADCS of Satellite by Professor Changhong WANG, Harbin Institute of Technology, China

Symposium Room in Meeting Hall Technical Sessions – TuA Room

101

TuA1 – Diagnosis and Prognosis

Room 102

TuA2 – Energy Management and Control Systems I

Room 103

TuA3 – Adaptive and Intelligent Control I

Room 104

TuA4 – Image Processing and Computer Vision

Room 105

TuA5 – Biomedical Electronics and Bio-Signal Processing

Room 106

TuA6 – Aerospace Design

12:30 – 13:30 Lunch @ Ju Fu Restaurant in Friendship Palace

13:30 – 15:30

Technical Sessions – TuM Room

101

TuM1 – Application for Control Theory and Alternative Energy System

Room 102

TuM2 – Mechatronics and Automation

4 Room

103

TuM3 – Logistics Engineering & Technology and Simulation of Intelligent Systems

Room 104

TuM4 – Biometrics and Pattern Recognition I

Room 105

TuM5 – Power Devices and Measurements I

Room 106

TuM6 – Switching Circuit and Power Converters I

Foyer TuMP – Interactive Session – TuMP

15:50 – 16:10 Tea Break

16:10 – 18:10

Technical Sessions – TuP Room

101

TuP1 – Design for Optimized Electrical Circuit Systems and Images Acquiring and Processing Systems

Room 102

TuP2 – Manufacturing Context-aware Service

Room 103

TuP3 – Communication & Navigation

Room 104

TuP4 – Audio-Video Processing

Room 105

TuP5 – Power Devices and Measurements II

Room 106

TuP6 – Converters and Motor Drive

Foyer TuPP – Interactive Session – TuPP

Wednesday, 22 June 2011

08:30 – 09:30

Keynote Speech

Developments and Trends in Electronics: Tubes to Memristors by Professor Muhammad H. RASHID, University of West Florida, USA

Symposium Room in Meeting Hall

09:30 – 10:30

Keynote Speech

Compliant Mechanisms for MEMS and Flexonics

by Professor Michael Yu WANG, The Chinese University of Hong Kong, China Symposium Room in Meeting Hall

10:30 – 10:50 Tea Break

10:50 – 12:30

Distinguished Invited Lectures

Next Generation Video Technology – 3D Video by Professor Kwanghoon SOHN, Yonsei University, Korea

Symposium Room in Meeting Hall

Modular Cable-driven Robotic Arms for Intrinsically-Safe Manipulation by Dr. Guilin YANG, Singapore Institute of Manufacturing Technology, Singapore

Symposium Room in Meeting Hall Technical Sessions – WeA Room

101

WeA1 – Artificial Neural Network

Room 102

WeA2 – Energy Management and Control Systems II

Room 103

WeA3 – Nonlinear Systems I

Room 104

WeA4 – Estimation and Identification

Room 105

WeA5 – Biometrics and Pattern Recognition II

Room 106

WeA6 – Wireless Sensor Network I

12:30 – 13:30 Lunch @ Ju Fu Restaurant in Friendship Palace

13:30 – 15:30

Technical Sessions – WeM Room

101

WeM1 – Intelligent and Embedded Systems

Room 102

WeM2 – Sensors, Actuators and Control

Room 103

WeM3 – Robot Control

Room 104

WeM4 – Soft Switching Converters

Room 105

WeM5 – Switching Circuit and Power Converters II

Room 106

WeM6 – Motor drive and Smart Grid

Foyer WeMP – Interactive Session – WeMP

15:50 – 16:10 Tea Break

16:10 – 18:10

Technical Sessions – WeP Room

101

WeP1 – Engineering Education

Room 102

WeP2 – Energy Distribution

Roo WeP3 – Control Application

6 m 103

Room 104

WeP4 – Advanced Image Processing

Room 105

WeP5 – Switching Circuit and Power Converters III

Room 106

WeP6 – Power System Test

Foyer WePP – Interactive Session – WePP

19:00 – 21:30 Conference Banquet

Ju Ying Hall in Friendship Palace

Thursday, 23 June 2011

08:30 – 09:30

Keynote Speech

Design Evolution of Mechatronic Systems Through Integrated Modeling, On-Line Monitoring and Supervised Evolutionary Computing

by Professor Clarence de SILVA, University of British Columbia, Canada Symposium Room in Meeting Hall

09:30 – 10:30

Keynote Speech Network Stability and Control

by Professor Zhong-Ping JIANG, Polytechnic Institute of NYU, USA Symposium Room in Meeting Hall

10:30 – 10:50 Tea Break

10:50 – 12:30

Distinguished Invited Lecture

Cyber-Physical Systems and the Web of Things as an Embodiment of Digital Ecosystems by Professor Elizabeth CHANG, Curtin University of Technology, Australia

Symposium Room in Meeting Hall Technical Sessions – ThA Room 101 ThA1 – Evolutionary Computing

Room 102 ThA2 – Network & Communication I Room 103 ThA3 – Nonlinear Systems II

Room 104 ThA4 – Design for Electrical Components and Systems Room 105 ThA5 – Biometrics and Pattern Recognition III Room 106 ThA6 – Wireless Sensor Network II

12:30 – 13:30 Lunch @ Ju Fu Restaurant in Friendship Palace

13:30 – 15:50

Technical Sessions – ThM Room 101 ThM1 – Networks Based Technology

Room 102 ThM2 – Alternative and Green Energy Room 103 ThM3 – Nonlinear Systems III

Room 104 ThM4 – Robotics

Room 105 ThM5 – Harmonic Analysis and Converters Room 106 ThM6 – FACTS, PFC and STATCOM

Foyer ThMP – Interactive Session – ThMP

15:50 – 16:10 Tea Break

16:10 – 18:10 Technical Sessions – ThP

Room 101 ThP1 – Machine Learning

Room 102 ThP2 – Network & Communication II Room 103 ThP3 – Adaptive and Intelligent Control II Room 104 ThP4 – Advanced Tools for Signal Processing

Room 105 ThP5 – Power Devices Measurements and Converter Modeling Room 106 ThP6 – Software and Computing

Foyer ThPP – Interactive Session – ThPP

附件 附件 附件 附件 1

(以下為由國科會計畫補助所發表之論文全文 以下為由國科會計畫補助所發表之論文全文 以下為由國科會計畫補助所發表之論文全文 以下為由國科會計畫補助所發表之論文全文)

2

vc

D1 D₂

1

vc

4

vc

D3 D₄

3

vc

vcN 1

DN₋ D_N

( 1)

vc N₋

RL

vo

vs

Fig. 1 Conventional N/2-stage CW voltage multiplier circuit.

Transformerless High Step-Up DC-DC Converter with Cockcroft-Walton Voltage Multiplier

Chung-Ming Young, Ming-Hui Chen, Tsun-An Chang, and Chun-Cho Ko Department of Electrical Engineering

National Taiwan University of Science and Technology Taipei, Taiwan, R. O. C. 106

Email: [email protected]

Abstract—This paper proposes a high step-up dc-dc converter based on Cockcroft-Walton (CW) voltage multiplier without step- up transformer. Providing high step-up rate, the proposed converter is quite suitable for applying to low-input level dc generation systems. The proposed converter improves the impractical operation of the conventional boost dc-dc converter at high duty ratio due to non-ideal characteristics of the circuit components, such as the equivalent series resistance of the inductor. For easy design, a commercial average-current-control continuous conduction mode (CCM) integrated circuit (ICE1PCS01) and a complex programmable logic device (CPLD) LC4256V are used to implement the control strategy of the proposed converter. A modified switching function, which is built in CPLD, controls the switches to generate an alternating source to the CW voltage multiplier. Under CCM operation, the output voltage ripple of the proposed converter can be limited by the flexibly adjustable frequency. A 200W laboratory prototype is built for test and the experimental results demonstrate the validity of the proposed converter.

Keywords-high voltage gain; boost dc-dc converter; step-up dc- dc converter; high dc voltage; Cockcroft-Walton voltage multiplier

I. INTRODUCTION

In recent years, due to the energy crisis of supply and price, the renewable or green energy is interested, in which photovoltaic modules and fuel cells are the most popular choices [1, 2]. Presently, without special arrangements, the output voltages generated from photovoltaic and fuel cells are with rather low voltage level. Although the voltage level of PV system can be increased by module configuration with series connection, the performance of the module may deteriorate dramatically even only small part of the module being shaded.

Therefore, dc-dc converters with practically high voltage gain are desired in the mentioned applications.

Theoretically, the conventional boost dc-dc converter can provide an infinite voltage gain at unity duty cycle. However, in practical, parasitic elements associating with the inductor, capacitor, switch, and diode, can not be ignored and their effects reduce the theoretical voltage gain when duty ratio reaches unity [3].

In the past few decades, high voltage dc power supplies have widely applied in industries, science, medicine, military, and especially in test equipments, such as X-ray systems, dust- filtering, insulating test, and electrostatic coating [4-6].

Providing the advantages of compactness and cost efficiency, the conventional Cockcroft-Walton (CW) voltage multiplier constructed by a cascade of capacitors and diodes, as shown in Fig. 1, is very popular among high voltage dc applications.

Theoretically, an N/2-stage CW voltage multiplier, provides dc voltage with the value of N times of the magnitude of the ac source under no load condition. However, the output dc voltage is practically less than the theoretic value due to no-ideal characteristics of the circuit components, such as the stray capacitance of the diodes and the ESR of the capacitors.

Nevertheless, it still has a high voltage gain compared to the conventional boost dc-dc converter. Moreover, the output voltage ripple is large when the line-frequency (50 or 60 Hz) voltage source is used.

In order to deal with the above issues, this paper proposes a high step-up dc-dc converter, which is based on CW voltage multiplier without step-up transformer, as shown in Fig. 2. The proposed converter provides high voltage gain and is suitable for the low-level voltage dc generation systems, such as batteries, photovoltaic modules and fuel cells. Moreover, the proposed converter can generate an alternating source with high-frequency to reduce the output ripple voltage of the CW voltage multiplier. Many commercial control ICs, which simplify the design of switching type converters, are very popular because of high performance, low cost, and other advantages especially in dc-dc conversion applications [7].

Providing power factor correction (PFC), output voltage regulation and protection function, ICE1PCS01 is one of these ICs [8]. The 8-pin ICE1PCS01 adopts a quasi-steady-state approach by using one-cycle control (OCC) technique on leading-edge modulation, and it is simpler than the another