第一章 簡 介 1-1 研究動機

第一章 簡 介 1-1 研究動機

近年來無線通訊產品等須求成長快速，無線通訊產品的發展講求輕薄短小，功能 日益增強，成為未來產品設計與應用的重點。產品功能的增強意謂著電路設計將愈趨複 雜化且包含的元件也愈多，但產品體積卻要求也愈來愈小，整合將成為未來零組件發 展的趨勢[1]。因此平面的 PCB 電路設計已不能符合體積變小之原則，是故必須採用垂 直整合的低溫共燒陶瓷(LTCC)的製程或多層印刷電路板(multi-layer PCB)來滿足電路設 計的需求。但此時具有垂直轉接的多層板或LTCC 中，在垂直轉接的 via，將產生寄生 電容或寄生電感的效應。為了消除寄生效應，本研究之目的主要是將多層結構之層與層 間所產生的寄生效應以各種補償的方式來消除其效應，以其達行最好的垂直轉接效果。

如圖1.1 所示[2]為垂直整合的電路。在層與層間傳輸線的轉換，CPW 轉 CPW 、 微帶線 轉

微帶線之內層與表層轉接補償，將是本論文研究的重點所在。

圖1.1 LTCC 多層結構示意圖[2]

1-2 製程簡述

本論文中如有LTCC 多層設計，則製程是以杜邦的 951 [3]為主。其主要重要的參數 如下：介質常數εr = 7.8，各層為 44μm，金屬厚度為 8(5)μm ，tanδ 在 30GHz 大約為

0.03。

表1.1 杜邦 951 製程特性表

Property 951

Dielectric Thickness (without conductor)

C2: 39um(+/-3um) AT,PT:90um(+/-4um)

AX: 200um(+/-7um) Dielectric Constant @ 10MHz 7.8

Dissipation Factor @ 10 MHz 0.15%

Insulation Resistance @ 100 V DC ＞ 10E12 Ohms per layers Breakdown Voltage ＞ 1000 Volts per mil Thermal Expansion (25~300℃) 5.8 PPM/C

Density 3.16 gm/cc Surface Roughness <0.34 microns Thermal Conductivity 3.3 W/mK

Flexural Strength 320 Mpa

第二種製作方式採用的FR4 的多層板結構，採用為 εr = 4.4，各層厚度約為 0.6~0.8mm。而有關實際製作的說明，在 4-4 節中會再次提到。

1-3 相關研究歷程與現況

本文將會針對多篇的垂直轉接的現況作一簡單敘述，基本上不外乎為微帶線 (ML) 轉帶線(SL)、微帶線轉微帶線、共平面波導(CPW)轉 CPW、CPW 轉微帶線等的型式。

第一種為寬頻的覆晶轉接(flip-chip)的介紹[5]，此技術為上下對稱的 CPW-CPW，

然而由於上下垂直轉接的via，在低頻時並不會有太大的 S11(反射損失)，但隨著頻率的 增加時，其via 的的寄生效應將造成其 S 參數的特性變差。故此利用所謂的本地匹配 (local matching)的補償技術，讓其寄生電容的效應降低，甚至轉變成為部份的電感效應，

使其達到阻抗匹配的效果，進而改善其反射損失。

第二種為開槽(slot)或空腔(cavity)耦合的微帶線轉接[6]，兩者的特色在於直接將 via 拿掉，以避免寄生效應的產生。在接地層開槽中，開槽使得產生電感效應，使得其 阻抗匹配。而空腔耦合的方式為開槽的改良，將兩個薄ground 層中間所夾的介質，一 樣改為與Ground 層相同的金屬材質，但仍保留其狹縫的地方。如此，形成波導(wave guide)的方式，進行耦合。在[7]中，說明微帶線長度，導波的長寬高對於轉接頻寬的影

響。

第三種為微帶線轉帶線(SL)：在[8]中，利用一高阻抗補償技術來改善其頻寬性性，

利用一段額外電感性的高阻抗來補償轉接時產生的電容效應。在理想的狀態下，可達到 10GHz~70GHz 的頻段中 S11在-17dB 以下。其高阻抗的阻值決定於傳輸線的長寬參數。

不同的寬，將會產生不同的阻抗值，當寬度愈小，則阻抗愈大，趨向電感性，在[9]中，

轉接的地方採用所謂的轉低的帶線接地層之方式來達到補償的效果，而此設計目標可 達到在22GHz 之前皆有-20dB 以下的效果。在[10]中則是轉接附近的圓孔周圍打上

vias，產生遮蔽效應，以期達到較高的轉接特性。

最後則為CPW 轉微帶線的垂直轉接，在[11]中，可以看見為 90 度的水平與垂直的 轉接，雖然也有較佳的轉接特性，然而在多層結構，無法形成垂直的ground 層，在此 則不考慮。在[12]中，雖然也有三種不同的轉接帶線-CPW，CPW-CPW，CPW-微帶線

等多種轉接電路，但在[12]中，卻無沒有說明其轉接的補償，僅簡單的陳述在 LTCC 的 基板中轉接後其S 參數將帶來何種影響，並說明可應用於 LDMS，對於本論文的研究 僅供參考而沒有實質上的幫助。

1-4 章節內容概述

本論文共分為五章，第二章將針對本論文所使用的文獻作更深入的探討，進而應 用在多層轉接，並簡單說明在多層結構時不同層的傳輸線則微帶線與CPW 的信號線寬 度將有所不同，即在相同50Ω 的阻抗值時，表層時的線寬較大，內層的線寬較小。第三 章則利用覆晶轉接的補償技巧，應用於多層CPW-CPW 轉接，但由於在[5]中為上下左 右對稱的架構，故在多層結構僅適合於內層與內層轉接，當表層轉內層時，此補償效 用將降低。在本章最後將附上部份的量測結果。第四章描述微帶線-微帶線轉接，在內層 轉內層的部份，採用空腔耦合的方式，為了在多層轉接符合實現金屬空腔的設計，故 上下層採用接地(ground)層，其空腔則用排列式的 Via 實現取代之，形成金屬牆取代原 來金屬空腔的製作。另外在第五章時，採用類似於本地匹配的技術，於轉接處作開槽補 償的作用，不僅在內層轉內層時可以實現，在表層轉入內層時亦可以使用，與第三章 相比，則不須考慮上下層亦須對稱的問題，且其表層面積的使用也節省了不少的空間。

最後，針對本論文之研究成果於第六章作一總結。

第二章 相 關 理 論 與 文 獻 探 討 2-1 簡介

在本章中，將多層結構中所運用的相關理論做一簡單介紹，在2-2 中，將介紹線寬 在表層與不同內層的線寬變化為何？並說明其理論為何？以微帶線為例，在信號線與 接地層兩者固定高度及50Ω 的前提下，信號線在表層時其微帶線寬較寬，埋在裡層(即 微帶線上下皆為介質)其線寬較窄。2-3 將詳細介紹參考文獻[5]中的 CPW-CPW 的覆晶轉 接補償，並將之後的的相關理論導入本論文的第三章CPW-CPW 垂直轉接的觀念與第 五章微帶線-微帶線開槽式補償垂直轉接，此內容對於本論文有重要的影響性。最後在 2-4 中，簡述微帶線-微帶線的微帶線空腔耦合垂直轉接，並應用於對稱型的多層轉接 或多層數的微帶線轉接之中。

2-2 線寬在 LTCC 各層的變化

2-1-1 CPW 在各層信號線寬度的變化

本節中先採用HFSS 9.0[4]固定為 50Ω 傳輸線，在每一層的寬度或 GAP 的變化情 形為何？此LTCC 為 12 層介質結構，金屬表面為 13 層【含表層：layer0】，由於為對稱 型式，其他為相反對稱結構，故只有模擬第0 層~~內層 6。從表 2.1 可看出在固定 gap 寬 度為100μm 時，所須 CPW 中間信號線的寬度為 216μm，往下的內層 1 來看則為

170μm，內層 2 為 148μm，內層 3 為 142μm，內層 4 為 140μm。到了最中間的內層 6 則 為139μm。若固定 CPW 的寬度為 100μm，則於表層時為 77μm，到了內層 6 的時候，則 為184μm。

表2.1 當固定 gap + width + gap 為 400um 時，CPW 的 width 變化

layer Width

表層0 216um

內層1 170um

內層2 148um

內層3 142um

內層4 140um

內層5 140um

內層6 139um

之後為對稱型式。反向相同

從上述的模擬結果可得知當於最表層時，則寬度為最大，最內層時寬度最小。其主 要的原因在於表層時，其金屬面之上為空氣，其εr = 1 ，而金屬面之另一面看到的則為 LTCC 的介質 εr = 7.8。而到了內層 6 的時候，其金屬面上下都為對稱的結構，看到相同 的LTCC 介質厚度。但介於表層 0 與內層 6 之間，如：內層 2 之時，雖然皆是看到相同 LTCC 的介質材料，但上下之厚度已經有所不同，是故其 εeff 之值將與表層與內層6 有 所不同。而有關此傳輸線在不同層變化的相關理論可以[12]的通式推導中得到証驗。

2-2-2 微帶線在各層的變化與理論分析

LTCC 的各層的微帶線，在表層與內層中，其波導性質及分析有所不同。在兩導體 之間的介質與上方的空氣區構成非均勻介質，使微帶線的波導性質及分析變得較為複雜 在夾心帶線中，因所有的電磁場都在均勻的介質。而微帶線則是大部份的電磁力線集中 在微帶金屬與接地面之間的介質區，一小部份的電磁力線在上方的空氣區，因為TEM

波在介質區的相位速度為

r

c

 ，在空氣區則為c。所以只要r>1，兩者就不相同，在

介質介面上，兩區電磁場的相位就無法完全匹配，所以純TEM 波不能存在於微帶線中。

在內層6 中，上下介質對稱，則可得上下兩區電磁場的相位最為匹配，而於表層時無

法得到匹配的效果，是故將基板介質厚度的距離(d)固定，並且從各層固定 50Ω 看寬 度變化的模擬中，我們發現愈往表層之時，其微帶線的寬度將變得較寬。

微帶線實際上為TE-TM 的混合波，須要比較難度的分析技巧。在大部份的微帶線 仲介質基板的電氣厚度都很小，遠小於一個波長( d <<λ)，所以電磁場分佈近似於 TEM 波，為準TEM 波。此時相位速度與傳播常數可表示為

eff p

c

   (2.1)

eff



  ₀ (2.2)

其中eff 稱為微帶線的等效介質常數，可由(2.3)得之。由於一部份的場力線在介質 中，一部份在空氣中，所以等效介質常數會介於1 與eff 之間。eff 的大小與基板介質 厚度d、導體寬度 W 有關。由此論述中，此製程之表層 0 的eff 最小，內層6 的eff 最大

W d

r r

eff 1 12 /

1 2

1 2

1



 

   

 (2.3)

再以表層0 為例，等效介質常數的意義是：微帶線的介質區與空氣區可以用一常 數為eff 的均均介質取代。在得到eff 之值後，相位速度及傳播常數可由(式 2.18)與

(2.19)得到。

若已知微帶線的結構尺寸，特性阻抗可由以下公式近似求之[13]：































 



 



 

 







 



 



444 . 1 667

. 0 393 . 1

120 4 8 60

0

d

㏑ W d

W

d W W

㏑ d

Z

eff eff





 ^{W/d 1}

W/d  1 (2.4)

若給定特定的阻抗Zo 及均勻介質常數eff ， d

W 值可由下式近似式求出

 



 





 



 





 





 







 





 

   

 







 

eff eff

eff A

A

㏑ B

㏑ B B

e e d

W









61 39 .0 .0 )1 2 (

)1 1 2 ( 2 1

2 8

2 W/d < 2

W/d > 2

(2.5) 其中











 



 

 

eff eff

eff

Z eff

A  



 _0.11

23 . 1 0 1 2

1 60

0 B Z _eff



 2 0

 377

是故由上式中可以看出其愈往表層時eff 愈小，

d

W 愈大。在固定d 的前提下，所

以W 值則較大。

2-3 覆晶轉接的高頻補償

2-3-1 覆晶轉接的簡單介紹

覆晶轉接較傳統的bonding wire 構裝方式具有許多優勢，因此覆晶在未來 IC 構裝 將會越來越重要[14]。然而與傳統的 IC 構裝技術比較，覆晶生產方式需要更高精準度的 設備，因此現在覆晶構裝成本，較傳統的IC 構裝方式為高。覆晶轉接技術是一種將 IC 與基板相互連接的先進封裝技術，在封裝的過程中，IC 會被翻覆過來，讓 IC 上面的接 合點(Pad)與基板的接合點相互連接 [15]。由於成本與製程因素，使用 flip chip 接合的產 品通常可分為兩種形式，分別為使用於低I/O 數 IC 之 FCOB(Flip Chip on Board，覆晶 式組裝)及使用於高 I/O 數 IC 之 FCIP(Flip Chip in Package，覆晶式構裝)。flip chip 技術 應用的基板包括陶瓷、矽晶片、高分子積層板以及玻璃等，其應用的範圍包括高階電腦 、 PCMCIA 卡、軍事設備、個人通訊產品、鐘錶以及液晶顯示器等。當覆晶轉接應用於液晶

顯示器上時，由於基板是玻璃，也被稱為COG(Chip on Glass)。使用 Flip Chip 技術有兩

大好處：可降低晶片與基板間的電子訊號傳輸距離，適用在高速元件的封裝。可縮小 晶片封裝後的尺寸，使得晶片封裝前後大小差不多 [16] 。

2-3-2 覆晶轉接高頻的高阻抗轉接補償

^{雖然覆晶轉接比之前的}bonding 線有著較佳的電氣特性，然而在高頻的時候，仍是 會產生寄生電容的效應，進而讓S11變差。在40GHz 的時候，反射損失為-13dB，甚至 更差。考量圖2.1 所示之傳統的覆晶轉接結構。其等效如圖 2.2 所示，類似一個三階的低 通的等效電路。在考量忽略RS與GC GM下，依上述之電路結構的尺寸，我們可以得到其

串 聯電 感(Ls)近似於 69pH ，並聯電容 (CM CC)近似於 35fF 左右。其值代入 (2.6)之 中可得ZD  32Ω

c M

S

D C C

Z L

 

， (2.6)

eff HU

HU

C l C

l Z L

 

0 ， (2.7)

其中 











 



 



 ₂

0 2

2 0

Z Z

C Z w Z

l

H eff H H H



d i el ec tri c c o n d u c to r i n th e b u m p u p p er l ay er

c o n d u c to r i n th e l o w er l ay er L o w er

C o n d u c to r

M o th er B o ard U p p er

C o n d u c to r

S^M W M

C h i p

G M

H^B H ^M HC

x z

y

S^C W ^C G C

WM=WC=200mm, SM=SC=70mm, GM=GC=600mm. HM=HB=HC=127 mm, r=10.2.

圖2.1 傳統覆晶轉接模擬電路[5]

圖2.2 覆晶轉接等效電路示意圖[5]

為了改善其效果，使用了一種高阻抗補償的方式來補償其電容的效應。在忽略不連

續效應下。其等效電路圖如圖2.3 所示在前方串聯加入一個單位長度的電感乘以高阻抗 傳輸線長度LHU × l，成為一個四階低通濾波器，其中 LHU表示為每單位長度的電感，

CHU表示為每單位長度的電容值，而l 為高阻抗傳輸線的長度，其結構圖如圖 2.2 所示。

這樣的方式是讓高阻抗線加入於補償於先前之Ceff的效應。使得轉接處整體的Z0 = 50Ω。

再由(式 2.6)中我們可以得到新的特徵阻抗值。於圖 2.5 我們將 l = 185μm ，高阻抗值設 定為100Ω，可得到原來的反射損失及補償後的特性。相較之下，可以看出在 30GHz 之

前，皆有達一部份的補償效果，然而在30GHz 以上其效果為差。是故更高頻率之時，

要採用本地匹配補償的方式。[17-18]

CAP ID=C=

cc fF C1

CAP C=

ID=

cc fF C2 IND

L=

ID=

ll pH

L1 PORT

Z=

P=

Zo Ohm 1 PORT

P=Z=

Zo Ohm 2

圖2.3 覆晶轉接於 MWO 軟體等效電路的示意圖

WH = 30μm，SH=155μm，l = 185μm 圖2.4 高阻抗補償電路與等效電路模型[5]

圖2.5 傳統的覆晶轉接與高阻抗轉接補償的反射損失比較圖[5]

2-3-3 部份本體匹配補償

在圖2.6 中，可以看出其結構圖為轉接處兩邊挖空。traditional 表示為未做任何補 償處理時，則反射損失隨著頻率的增加，其特性變得很差，當 = 50 μm 時可得到較 佳的特性，但仍不明顯，漸漸的，隨著的增加，特性得到改善，從等效電效圖圖 2.2、圖 2.3 來看，主因在於挖空之後，減少了原來覆晶轉接的寄生並聯電容效應，增加 了串聯電感的效應。當= 100μm 時，則可得到在 60GHz 附近為-30dB 且寬頻效果。當

 = 150μm 時，則可得到在 33GHz 附近為-40dB 的寬頻。觀察圖中從從 100μm 到 150μm 時，其中心頻率則從 60GHz 到 30GHz，是故可以得到利用不同的，可以得到 想要的不同補償效果其中心頻率。然而當=200μm 時，在高頻時反而開始產生過多寄 生電感效應，影響反射損失。當高頻時，則已經高於-20dB，反而變差。由圖 2.3 的等效 電路，可以得出其從0μm 變化至 200μm 時，並聯電容值從 120fF 下降至 25fF，另一 個為串聯電感值，從70pH 上升至 140pH，所以當增加，除了減少傳統覆晶轉接時所 產生的寄生電容，在接地層的，產生接地電流迴路路徑變長，電感增加。所以可知，

在適當的並聯電容值、串聯電感值，可與傳輸線達到阻抗匹配的效果。[19]

50 40 30 20 10 0

Return Loss (dB)

traditional D =50mm D =100mm D =150mm D =200mm Δ

圖2.6 傳統覆晶轉接與本地匹配轉接補償的 Return loss 比較圖[5]

2-4 微帶線空腔耦合垂直轉接相關理論 2-4-1 空腔耦合垂直轉接簡介

綜合[2]及[20]的理論說明，主要是分析上下兩條微帶線之間經由在共同的厚接地 平面上的長方形槽孔的耦合情形，其結果可用來印証垂直非接觸式的微帶線-微帶線垂 直轉接結構的特性。而在應用上通常須利用垂直連接結構來傳遞所須訊號，此時厚的接 地板可以當作整個結構的散熱裝置或是提供隔離的功能，可依據空腔耦合的條件來調 整結構尺寸來設計在實際應用上更為廣泛的寬頻空腔耦合器(broadband cavity couplers) 傳輸結構。將空腔的長(LS)、寬(WS)、高(TC)和微帶線長度(Lt)等四種尺寸設成變化參數，

則可調整出所要的的寬頻空腔耦合垂直轉接。然後利用HFSS 模擬軟體中的參數化設定 以及最佳化設定等兩項功能並且配合空腔和微帶線帶化參數的調整，可以先在軟體上 得到所要的結果。最後量測可與模擬的結果對照，達到一致性。而這結構在微機電的技 術下，使得能夠在單晶矽微波電路上實現製作微型金屬空腔的可能。

2-4-2 空腔耦合垂直轉接結構說明

利用論文[21]中的尺寸作為最初結構。圖 2.7 是微帶線鐀入空腔耦合的簡圖，中間 為一接地層，其中央部份挖空為一個立方體以供做空腔使用，上下兩層為介質基板，

而在介質基板上佈上一條微帶線，另一面則洗出一槽孔(slot)面積。此時上下微帶線的信 號傳遞，藉由槽孔將信號耦合到空腔之中，其能將電磁場完全封閉在導體壁內，並提 供廣大的面積供電流流動，亦可減低輻射效應及高電阻效應，再經由耦合效應將電流 耦合到微帶線上。圖2.8 為[11]內容所述之結構製作之上視圖與側視圖。依照[11]所述得 到基本的尺寸，接著將空腔的長(LS)、寬(WS)、高(TC)和微帶線長度(Lt)等四種尺寸設成 變化參數，則可調整出所要的的寬頻空腔耦合垂直轉接。從[6]的 figure.6 中，可以看出 因空腔的槽孔長度變長或是微帶線延伸的長度增加，都讓S21的-3dB 轉折點，向低頻移 動。而空腔厚度增加時，也是會有相同的情況。而圖2.9 則是依[6]中的 table4-1 尺寸，自 行用HFSS 畫出的結構圖，其模擬結果則在圖 2.10。

圖 2.7 微帶線鐀入空腔耦合器結構[11]

圖2.8 微帶線饋入空腔耦合器之上視圖與側視圖[11]

圖2.9 使用 HFSS 模擬之空腔耦合結構圖

0 2 4 6 8 10

Frequency (GHz)

Table IV change LTCC

-35 -25 -15 -5 0

DB(|S[1,1]|) Table4-1-ltcc-003 DB(|S[1,1]|) Table4-1

DB(|S[2,1]|) Table4-1-ltcc-003 DB(|S[2,1]|) Table4-1

圖2.10 依圖 2.9 的尺寸用 HFSS 模擬出來的 S 參數

2-5 結論

在LTCC 中，其金屬層有所謂的表層與內層。從傳輸線的式子中，我們可以發現不 管是否為CPW 或微帶線的傳輸線型式。從表層 0 開始到最內層的地方，其線寬將是愈 來愈細，其主要的原因則與介質εr 有其關係存在。當埋層的厚度愈厚時，相對的 εeff之

值也增加。從本節中的式中也可以發現特徵阻抗Zo 的值與 εeff的關係為何。

覆晶轉接的方式雖然比之前的棒線得到較佳的電子特性。然而在高頻的時候，卻無 法得到較佳的S11值。為瞭解決其高頻時所產生的寄生電容效應。許多補償的方式，如高 阻抗傳輸線補償的方式以增加電感的效應來補償其寄生電容效應。但是高阻抗傳輸線及 其他補償的方式仍存在著窄頻及結構上佔了比較大的面積，且無法達到寬頻最佳的補 償效果。是故本地匹配的方式由此而生，它的好處在於直接在本體的地方降低寄生電容 值，增加電感值的方式來達到最好的匹配效果。且此一方法也能夠避免浪費不必要的體 積，也能夠達到寬頻(從 DC 到 50GHz)時 S11 都在 -25dB 的良好成效。

第三章：CPW-CPW 的垂直轉接

3-1 簡介

在[22]的 future work 中提及其覆晶轉接的概念應用在 BGA 或是 LTCC 多層垂直轉 接的可能性，故本章將[22]所述應用於 CPW-CPW 垂直轉接，並做各層間轉接特性的研 究。承第二章覆晶轉接理論所述，將覆晶轉接的概念應用在LTCC 內層的 CPW 轉 CPW

的垂直轉接，在應用上，尚須注意其中的異同。

1、兩者結構之異同：結構上大致相同但 LTCC 有不同層數變化。

2、εr不同：LTCC 為 7.8 ，覆晶轉接為 10.5 或 12.9 且中間為空氣

3、等效電路：靠近 LTCC 表層垂轉接時，其等效電路中兩邊的並聯電容值不再是 相同值，而是一大一小且靠內層的電容值較大。

3-2 靠近 LTCC 內層中央的 CPW-CPW 垂直轉接 3-2-1 結構說明

在圖3.1 所示為覆晶轉接本地匹配的方式應用於 LTCC 垂直轉接的結構圖，圖中，

固定gap + width 的值，調整傳輸線的 W，使得圖中上層與下層皆為 50Ω 的傳輸線。在 而愈接近表層的地方，其W 值愈大(表 2.1)。同上一章所述的相同，在未補償之時，高 頻將產生寄生電容效應，為了消除其效應，進而產生較佳的S11參數，採用本地匹配的 方式。而圖3.1 中的所視的結構為上下 CPW 的位置於 L05 及 L07 層【表層與底層分別為 L00 及 L13】，所以 CPW 上下兩層介於 LTCC 的中間層，使得 CPW-CPW 為上下對稱 的狀態，因為CPW 的線寬與 gap 兩者皆相同，其參數為 width = 139μm，gap +width + gap = 400μm 為定值。 而垂直轉接的 via 直徑為 75μm，接著在垂直轉處的接地層 (ground)挖空處理，其目的除了減少電容值外，另外可增加接地電流的迴流，以增加電 感。在圖3.2 中，為其等效電路[23]，當進行本體匹配的方式時，則 C 的電容值將下降，

而L 的電感值將上升，進而減少其電容效應。本節中，將模擬其挖空的部份，從 0μm

～ 120μm 來觀察其補償的效應，接著並以 Back - to – Back 的結構，來模擬比較未匹配 補償電路與使用本地匹配 [18-19]補償電路的結果。

圖3.1 CPW-CPW 於 LTCC 內層之垂直轉接結構圖

CAP C=

ID=

cc fF C1

CAP C=

ID=

cc fF C2 IND

L=

ID=

ll pH

L1 PORT

Z=

P=

Zo Ohm 1 PORT

P=Z=

Zo Ohm 2

圖3.2 CPW-CPW 垂直轉接簡化的等效電路模型

3-2-2 模擬結果

圖3.3 為模擬結果的 S11參數。其中local000 為未補償時之垂直轉接，而 local090 則 表示其挖空部份為90μm，同理可得 local120 及 local45。在圖中，可以看出在未補償時，

在未達40GHz 時，已經到達-20dB，而到達 80GHz 時，其 S11之值為-14.39dB。而隨著 接地層的挖空與兩旁via 的退後 如 local045 時，可看出其 S11有些許的改善。local090 時 則大部份的頻段，皆在-30dB 以下，顯示其反射損失特佳，到達 80GHz，其 return loss 也僅達到-26.58dB，由此可看出其挖空後，與 local000 有著明顯的改善。 然而當挖空的 的接地層達local120 時，則效果反而不佳。則原因可參照圖 3.4 便可以瞭解，曲線為 local000 時，可看出當頻率增加時則曲線向下為一電容性。頻率愈高，則電容性愈強。

接著local45 時，很明顯的可以看出在相同的頻段下，其電容的效應已相對的變小。到

達local080 至 local090 時，即垂直轉接處的接地處，挖空至 80～90μm 時，在史密斯圖 中，隨著頻率的增加，幾乎在R=1 的地方環繞，幾乎達到 50Ω 的阻抗匹配。最後看到 local120，則所呈現的電感性。當頻率增加時，電感性增加。其主要原因則在於第二章覆 晶轉接本地匹配所提及的，挖空後，減少並聯電容，增加串聯電感，然而在過度的挖

空後，將使得串聯電感效增加過大。使得電路呈現為電感性，故選擇最佳的挖空 是必要的，過多過少都不行。

3-2-3 Back – to – Back 結構

在圖3.4 中，為 back – to – back 的結構示意圖，即為圖 3.1 的結構，兩個反向串接 而成，接著選定在圖3.3 中最佳的垂直轉接【local080】與未補償的 back-to-back 結構模 擬出來的S 參數相互比較。最後其模擬結果如圖 3.5 所示，在 50GHz 的地方，未補償的 back-to-back 電 路 ， 則 為 近 -13dB ， 而 經 由 補 償 的 back-to-back 電 路 ， 則 仍 在 近 於 - 30dB，兩者相差達 25dB 以上。由此圖可得知，利用覆晶轉接的本地匹配補償提供了在 LTCC 的結構中，CPW-CPW 的垂直轉接高頻時所產生特性變差的問題，然而在 3 -1 節 中所提到的對稱性的問題，由於內層(L05)轉內層(L07)為上下對稱性結構。接下來下節

中 ， 將

討論覆晶轉接的技巧在上下不對稱的結構中是否適用？

(a)

(b)

圖3.3 CPW-CPW 垂直轉接的本地匹配(a) S11矩形圖(b)Smith chart

圖3.4 Back – to – Back 結構圖

圖3.5 有補償與未轉接補償的 Back – to – Back 的反射損失比較圖

第 六 章 結 論

本論文引用[22]的理論應用於 LTCC 多層結構的 CPW 轉 CPW 垂直轉接，然而卻發 現其覆晶轉接的結構具有上下左右的對稱性，所以S 參數亦呈現其對稱性，在 LTCC 的多層結構中，則因線路的埋層不同，故其理論架構只能運用於較靠中央的內層的 CPW 線，利用轉接處挖空接地層的作法，使得在等效電路中，串聯電感增加，並聯電 容減少，讓轉接處的阻抗接近於r =1 之值，進而達到阻抗匹配的目的，但在靠表層處，

其上下對稱性則不存在，例如，我們可以從CPW 的中的信號線寬度的變動得到印証，

在固定的兩接地層距離的前提下，靠近表層處的CPW，上下層變換時，其信號線寬度 變動較大，而靠近中央處，其寬度的變動較小，且表層的CPW 上面為空氣、下面為介 質，更使得其具有不對稱性，因此在CPW-CPW 較靠近表層的垂直轉接，如果要使用

相 同 的 補 償 技

巧，則效果較為不佳。

為瞭解決表層轉入內層垂直轉接，S11不佳的問題，故在第五章中，改用了微帶線 轉微帶線的垂直轉接，接著利用相同的概念，在轉接AIV 的下方作一開槽處理，其理 論則與[6]的方式有些類似，皆是挖空接地層的作法，使得串聯電感增加，進而達到阻 抗匹配的目的，使得寬頻轉接特性得以呈現。從相類似的等效模型中，我們可以發現在 未補償之時，垂直轉接呈現電容性，而當過度補償之時，將呈現電感性，所以適當的

開 槽 比

例是很重要的。

接著利用[6]的空腔耦合概念運用於微帶線-微帶線的垂直轉接之中，由於在[6]的論 述中，必須是金屬空腔才可以實現，但在FR4 多層板或是 LTCC 結構的製程中不容易 實現，故利用在開槽處做一垂直via 的排列，間接的達到金屬空腔的效果。利用 HFSS 的模擬結果與實際量測的結果發現，模擬與量測的結果具有一致性，且用via 的排列可 以取代金屬空腔，使得微帶線空腔耦合垂直轉接的技術在一般的多層結構中得以實現。

為了讓垂直轉接能夠有較佳的寬頻特性，故綜合前面第三、四、五章，可以得到一 個結果，在多層結構中，若為內層轉內層的垂直轉接且近似於上下對稱，則可利用於 如第三章的CPW-CPW 的垂直轉接，而在表層轉入內層的垂直轉接，則可利用第五章 微帶線開槽式垂直轉接的論述，而在須要較多層數的垂直轉接時，因為via 長度的增加，

將造成匹配補償的困難，故試著用拿掉轉接的via，進行空腔耦合的方式是可行的。在 這三個章節的S 參數圖也可以發現其垂直轉接皆有寬頻的效果產生。但唯一要注意的是 空

腔耦合的垂直耦合並非並DC 開始。

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