中 華 大 學

中 華 大 學 碩 士 論 文

應用於 802.11a 之 6.4GHz 混頻系統

Design and Implementation of 6.4GHz at 802.11a Using Mixer Technology

學 系 別：電機工程學系碩士班

學號姓名：E10101013 呂榮昇

指導教授：田慶誠

摘 要

本論文主要討論應用於IEEE 802.11a工作於5.9GHz-6.4GHz升頻與降頻之混頻系 統平台的規劃與實現，主要利用802.11a之5GHz頻段升頻至6.4GHz的混頻系統架構，

並且結合頻率中心為6.2GHz之Hairpin line結構帶通濾波器做為主要架構，並根據IEEE 802.11a的標準來實現整個Wi-Fi模組的發射與接收硬體平台。

本文基於Wi-Fi的系統上，期望能夠以18dBm的輸出功率在天線端的接口處作訊 號的傳送，並以EVM為5%的誤差能力作為其輸出功率的效能。整篇論文的討論範圍 包含零件的選用、系統規劃、電路設計與模擬、PCB電路板佈局、系統整合與電路驗 證等。其中說明了Wi-Fi的傳送架構，調變方式及IEEE802.11a的演進歷程及測試方法 與測試架構等。因Wi-Fi的使用頻段與使用頻寬為5GHz ISM unlincensed Band依各國 法規的不同其使用頻寬大致為5180-5850MHz等，而本文則是取其中4950-5500MHz之 頻段，在混頻後之頻率範圍在5900-6450MHz之間，且頻寬為10MHz主要的討論項目。

第一章為研究動機和目標；第二章主要針對 802.11a 的相關規格與系統的架構做 一個簡單的介紹；第三章主要是針對混頻器與濾波器之架構與原理來做逐步討論，同 時也針對混頻器與濾波器之模擬電路與模擬結果來做介紹；第四章主要介紹電路製 作、PCB 電路板層數的配置與規劃與系統測試驗證的部分；同時也針對單級元件之 電路實現的測試與驗證、系統整合後之成品做相關的測試與驗證，其中包含接收靈敏 度，與最大功率輸出與 EVM。

關鍵字: Wi-Fi、Mixer、Hairpin line band-pass Filter 、EVM、OFDM。

ABSTRACT

In this thesis, we discuss how to design and implement the IEEE 802.11a Wi-Fi

communication system working at the frequency of 5900-6450MHz. The major contents of thesis include mixer system and 6.4GHz Hairpin line band-pass filter in this design. This work is based on frequency band at 4950-5500MHz in the IEEE 802.11a standard and use mxer system up-conversion frequency to 5900-6450MHz .

Base on Wi-Fi system, the performance target is focused on the antenna port which outputs power could reach 18dBm performance and keep EVM under 5% error rates. We also discuss how to select key components, system plan, circuit simulation, circuit design, function verify, PCB Layout, components placement, assembly with golden unit and test processes. In this thesis, we introduce 802.11a standard evolution, transmission and receiving specifications for Wi-Fi system. In this frequency converter design, the testing singals is based on 5.9-6.4GHz band frequency of IEEE 802.11a 20MHz bandwidth.

Chapter 1 describes the Motivation. In the Chapter 2, it introduces specification of 802.11a about planning and regulation of the system structure.In the Chapter 3, it introduces the Mixer structure and the 6.4GHz Hairpin line band-pass filter design, and also introduces Mixer system and Hairpin line band-pass filter simulation. In the Chapter 4, it is about assembly with golden units, PCB Layout, Placement and Layer stack, the related testing and certification for the single-stage circuit and final product. Testing results

include the receiving performance, transmission target power and EVM performance verifications.

Keywords︰Wi-Fi、Mixer、Hairpin line band-pass filter、IEEE 802.11、OFDM。

誌 謝

本論文之得以完成，首先得感謝指導教授田慶誠博士細心地給予指導，在我遇 到瓶頸，無法突破時，不時給予提示與鼓勵，在老師的指導之下學習到耐心與細心的 分析問題，找到真正出問題的原因，並對症下藥，減少 Try and Error 的時間，相信這 對工作有很大的幫助。

其次要感謝的人包括目前服務公司的長官劉明壽博士及同事楊貴吉、邱紹育、張 建平。以及通訊組中一起求學的同窗好友林建宏、曾世芳、呂泓翰等同學互相鼓勵與 協助，大家一起度過快樂求學的日子。

最後，要感謝我的家人與妻子、因為有他們在背後的支持與鼓勵，才能讓我無 後顧之憂的順利完成碩士學位。在此僅將本論文獻給他們，祝他們永遠平安、健康和 幸福。

對於其他未提及之所有曾經幫助過我的人，在此一併致最終的感謝。

呂榮昇 謹識 中華民國一百零三年七月于新竹

目 錄

摘 要...i

Abstract...ii

誌 謝...iii

目 錄...iv

表目錄...vii

圖目錄...viii

第一章 緒 論 ... 1

1-1 研究動機 ... 1

1-2 研究目標 ... 2

1-3 章節簡介 ... 4

第二章 應用於 IEEE 802.11a 頻率轉換器系統架構 ... 5

2-1 混頻系統架構之比較 ... 5

2-2 IEEE 802.11 Wi-Fi 簡介 ... 6

2-2-1 IEEE 802.11 定義的實體層 ... 8

2-2-2 OFDM 介紹 ... 8

2-2-3 IEEE 802.11 的 OFDM 系統參數 ... 10

第三章 6.4GHz 頻率轉換器之電路設計 ... 12

3-1 系統整合電路之方塊圖 ... 12

3-1-1 系統整合電路之規格 ... 13

3-2 混頻(Mixer)系統之簡介 ... 13

3-2-1 混頻器之基本原理 ... 15

3-3 混頻器之種類 ... 16

3-3-1 被動式混頻器 ... 16

3-4-2 轉換增益/損耗(Conversion Gain/Loss) ... 25

3-5 濾波器(Filter)之簡介 ... 26

3-5-1 高通濾波器(High-Pass Filter) ... 27

3-5-2 低通濾波器(Low-Pass Filter) ... 28

3-5-3 帶通濾波器(Band-Pass Filter) ... 29

3-5-4 帶止濾波器(Band-Rejection Filter) ... 29

3-6 Hairpin Line Band-Pass Filter ... 30

3-6-1 基礎型 Hairpin Line Band-Pass Filter 之設計架構 ... 31

3-7 雙閘極混頻器之模擬 ... 32

3-7-1 雙閘極混頻器基礎電路之模擬與模擬結果 ... 32

3-7-2 利用濾波器加強各埠之間隔離度電路之模擬與模擬結果 ... 34

3-8 Hairpin Line Band-Pass Filter 模擬 ... 36

3-8-1 Hairpin Line Band-Pass Filter 之 ADS 模擬與模擬結果 ... 36

第四章 混頻系統電路製作與整合測試 ... 40

4-1 混頻系統電路之實現 ... 40

4-1-1 混頻器之升頻電路 ... 40

4-1-2 混頻器之降頻電路 ... 40

4-1-3 功率放大器之電路 ... 41

4-1-4 低雜訊放大器之電路 ... 42

4-2 混頻系統整合電路板之製作 ... 43

4-3 板層規劃與配置 ... 45

4-3-1 PCB Layout 原理與法則... 45

4-4 單級電路之量測 ... 46

4-4-1 混頻器量測 ... 46

4-4-1-1 隔離度(Isolation)之量測與結果... 46

4-4-1-2 轉換增益/損耗(Conversion Gain/Loss)量測與量測結果 ... 48

4-4-2 Hairpin 帶通濾波器量測與結果 ... 49

4-4-3 P1dB 量測參數... 51

4-4-4 P1dB 功率放大器之量測與量測結果... 52

4-5 系統整合電路之量測 ... 55

4-5-1 錯誤向量強度(Error Vector Magnitude，EVM) ... 55

4-5-2 Tx performance 量測方法 ... 62

4-5-2 Tx performance 量測結果 ... 63

4-5-3 Rx performance 量測結果... 64

4-5-4 Rx performance 量測結果... 65

第五章 結論 ... 66

參考文獻 ... 67

表 目 錄

表 2-1 多個 802.11 版本所使用的傳輸架構與調變類型 ... 8

表 2-2 資料傳輸率、編碼速率，與叢集間隔之間的關係 ... 11

表 3-1 雙閘極 FET 元件內部之參數 ... 33

表 4-1 Port-to-Port 隔離度之驗證與數據 ... 48

表 4-2 Target power 量測結果 ... 64

表 4-3 EVM 量測結果 ... 64

表 4-4 Sensitivity 驗證結果 ... 65

表 4-5 PER 驗證結果 ... 65

圖 目 錄

圖 1-1 IEEE802.11 Spec... 2

圖 1-2 研究流程圖 ... 3

圖 2-1 系統架構之規劃 ... 6

圖 2-2 無線通訊網路市場定位 ... 7

圖 2-3 OFDM 符元在頻域上的呈現 ... 10

圖 3-1 系統架構之方塊圖 ... 13

圖 3-2 混頻系統架構之方塊圖. ... 14

圖 3-3 發射機混頻產生之頻率 ... 14

圖 3-4 接收機混頻產生之頻率 ... 15

圖 3-5 二極體電壓與電流之 I-V 特性 ... 15

圖 3-6 單端式二極體混頻器 ... 17

圖 3-7 90°單平衡式二極體混頻器與 180°單平衡式二極體混頻器 ... 17

圖 3-8 雙平衡式二極體混頻器 ... 18

圖 3-9 單閘極混頻器之架構 ... 19

圖 3-10 汲極混頻器之架構 ... 19

圖 3-11 雙閘場效電晶體與等效電路 ... 20

圖 3-12 雙閘極場效電晶體直流 I-V 之特性 ... 21

圖 3-13 單端式雙閘極混頻器 ... 23

圖 3-14 雙平衡式雙閘極混頻器 ... 24

圖 3-15 LO-RF 埠之隔離度 ... 25

圖 3-16 降頻混頻器之轉換增益 ... 26

圖 3-17 高通濾波器之波德圖 ... 27

圖 3-23 Hairpin line band-pass filter 之等效電路 ... 30

圖 3-24 Coupled line 之架構 ... 31

圖 3-25 Tapped line 之架構 ... 31

圖 3-26 模擬雙閘極混頻器之基礎電路 ... 32

圖 3-27 雙閘極混頻器基礎電路之模擬結果 ... 34

圖 3-28 雙閘極混頻器加入帶通濾波器於射頻的前級電路之模擬 ... 35

圖 3-29 雙閘極混頻器加入帶通濾波器於射頻的前級電路之模擬結果 ... 36

圖 3-30 Hairpin Line band-pass filter 之模擬架構... 37

圖 3-31 Hairpin Line band-pass filter 內部架構之模擬... 37

圖 3-32 Hairpin 之 S11smith chart 模擬結果圖 ... 38

圖 3-33 Hairpin 之 S11 模擬結果圖... 38

圖 3-34 Hairpin 之 S21 模擬結果圖 ... 39

圖 4-1 混頻器之升頻電路 ... 40

圖 4-2 混頻器之降頻電路 ... 41

圖 4-3 功率放大器之電路 ... 42

圖 4-4 低雜訊放大器之電路 ... 42

圖 4-5 PCB Layout for L1~L4 ... 43

圖 4-6 PCB Placement ... 44

圖 4-7 實際成品圖 ... 44

圖 4-8 阻抗模擬疊構圖 ... 45

圖 4-9 Port-To-Port Isolation 量測方法 ... 47

圖 4-10 LO-RF 量測結果 ... 47

圖 4-11 訊號頻率與功率之量測方法 ... 48

圖 4-12 混頻輸出訊號之量測結果 ... 49

圖 4-13 轉換增益之量測結果 ... 49

圖 4-14 Hairpin 帶通濾波器量測方法 ... 50

圖 4-15 Hairpin 帶通濾波器量測知結果 ... 51

圖 4-16 P1dB 增益壓縮點 ... 52

圖 4-17 功率放大器量測方法 ... 53

圖 4-18 PA_RF5616 Feature ... 53

圖 4-19 RF5616 之 S 參數 ... 54

圖 4-20 PA_SZA-5044Z Feature ... 54

圖 4-21 SZA-5044Z 之 S21 量測 ... 55

圖 4-22 SZA-5044Z 之 S11 量測 ... 55

圖 4-23 QPSK Constellation diagram with a timing error ... 57

圖 4-24 Error probability as a function of normalized timing offsetτ/T0 and SNR per one bit ... 58

圖 4-25 Error probability as a function of normalized timing offset and the number of subcarriers ... 59

圖 4-26 當輸入非線性元件之訊號為數位調變訊號時，訊號劣化程度的說明 59 圖 4-27 EVM 定義之圖示 ... 60

圖 4-28 不同位置的子載波受非線性功率放大器影響之 EVM 模擬 ... 60

圖 4-29 EVM Measurement 的圖形表示式 ... 61

圖 4-30 系統整合電路之 Tx performance 量測 ... 62

圖 4-31 系統整合電路之 Tx performance 量測結果 ... 63

圖 4-32 系統整合電路之 Rx performance 量測 ... 64

第一章 緒 論

1-1 研究動機

近年來，隨著數位內容的發展，消費者對於大量資料傳輸的需求增加，無論有 線網路或是無線網路，均朝向寬頻與高速化發展；其中寬頻接取網路技術在寬頻網 建設上扮演著相當重要的一環。Wi-Fi 即為一種無線寬頻接取技術，依照 IEEE 802.11 國際標準組織所制定的標準為發展基礎，如圖 1-1 所示。Wi-Fi 除了提供消費者寬頻 接取網路外，亦讓消費者無論何時何地，都可利用無線方式高速上網，傳送或接收 所需資料。由於具有傳輸速率高、傳輸容量大、傳輸資料安全與涵蓋範圍廣的優勢，

為無線通訊的重要技術之一。

隨著無線網路日益普及化之下，Wi-Fi 已成為目前不可或缺的無線通訊設備，而 無線訊號的穩定性與涵蓋範圍儼然成為發展的重點，不過，當大家都在追求高功率 訊號所帶來高涵蓋範圍的同時，所衍生而來的訊號相互干擾(蓋台)，使得影響資料傳 輸的不穩定性；近年來，除了發展目前 IEEE 802.11 a/b/g/n 所制定的 2.4GHz/5GHz ISM unlicensed band 頻寬以外，各個國家對於頻段開放的規格標準不徑相同，對於利 用 Wi-Fi 架構所制定之頻帶，利用混頻系統加以做昇頻或降頻之混頻架構，進而達到 對於特定國家可開放或者是可被申請之頻段，也成為另一個少數族群所發展的目 標；目前 IEEE 802.11 a/b/g/n 已經發展成為穩定性的產品，如能再加以利用混頻系統 的架構，使得無線訊號可以在空氣中不被互相干擾，卻能擁有 Wi-Fi 的穩定處理的機 制，成為本論文主要討論之重點；但在做此架構的前提是需要特定國家可以開放的 unlicensed 頻帶，或者是可被申請此頻帶的特定區域，此篇論文是參照俄羅斯開放可 被申請 licensed 之 5.9-6.4GHz 應用的頻帶。

無線通訊的發展，更進一步解除了加諸於人類通訊上的禁錮，使通訊的遂行與傳 輸，不再受到空間與線的束縛，而能夠更加無拘無束的進行。

隨著科技日新月異，大量資訊的湧現與更新，顯示了對更快速資訊傳輸的強烈 需求。本研究目的在配合 Wi-Fi 的專案開發計劃，期望能做一個增加 Wi-Fi 頻率之 應用的 RF 轉頻系統，並以這個產品為主架構在系統實際應用上、達到高效發能的 收發系統平臺。

圖 1-1 IEEE802.11 Spec.

1-2 研究方法與步驟

本研究主要以 Wi-Fi 平台上製作混頻架構之系統為主，因此在研究流程上主要 是以混頻器與濾波器的設計與製作為目標，且考量的重點是以可行性與成品的效能 作為重點。

研究流程主要是如附圖的架構所示，研究的第一步是先訂出整個系統的架構，

第二步是作線路的設計與評估，再來是尋找符合設計需求的零件。為了能達到整個 成品的可行性，所以尋找的零件是以一般商業市場上容易購得的零件為主，但是一 般零件不一定能完全符合需求，所以在尋找零件的流程上即是針對現有的零件來調 整架構，使整個電路特性能夠符合規格需求。經過電路設計到尋找零件的這些步驟，

整個架構就已經決定了。接下來就是進行軟體模擬，軟體模擬的目的是希望能夠預 估出所選用的架構，與零件、能否達成整個系統平臺所需要的規格與功能。而軟體 模擬的部份是以廠商提供的規格書進行初步的模擬，如果模擬結果不符需求，則重 複步驟一到六。如果模擬結果符合需求，就進行電路的實際製作。

待整個電路實際製作來後，再對於各個方塊的部份進行測試，與分析。最後再 進行整個系統的組裝整合與測試。而整個研究流程圖可以表示如圖 1-2 所示。

START

定出架構 調整架構

NO

YES

NO

電路實際製作

整合測試

整合測試

符合需求 NO

進行電路修改

NO

YES

線路設計

準備零件

零件符合 需求

模擬結果 符合需求 軟體模擬

重新準備 NO 零件

YES

YES

電路板量測

組裝

END

是否可以

測試符合需求 NO 修改電路

YES

YES

圖 1-2 研究流程圖

1-3 章節簡介：

本論文共分為四個章節，各章節之內容分別簡述如下：

第一章、 緒 論。

本章中說明研究動機、背景研究方法與步驟 第二章、 應用於 IEEE 802.11a 頻率轉換器系統架構

本章說明混頻系統架構之比較、IEEE 802.11 的架構與調變方式，同時說明 混頻系統架構之規劃。

第三章、 6.4GHz 頻率轉換器之電路設計

本章說明系統整合電路、混頻器系統之介紹，其中包含說明混頻器的基本 原理、種類與參數，以及濾波器的基本原理與本論文使用 Hairpin line filter 之架構；同時也針對混頻系統電路之設計做相關模擬驗證

第四章、 混頻系統電路製作與整合測試

本章主要說明混頻系統之電路設計，其中包含了 Schematic、PCB Layout、

單級測試與整合電路之驗證 第五章、 結論

第二章 應用於 IEEE 802.11a 頻率轉換器系統架構

2-1 混頻系統架構之比較

無線通訊的世界中，混頻器之功能為頻率轉換(Frequency conversion)的方式之 一，其中，最常用來做為調變(modulation)與解調變(demodulation)之用途；調變的方 式為將基頻(Baseband)的訊號藉由混頻器升頻，將其基頻訊號載入高頻訊號上之後，

再經由天線發射出去；而當天線端接收到高頻訊號後，經由混頻器降為降頻後，將 其高頻訊號解調變為系統可處理之基頻訊號。

針對目前無線網路的趨勢而言，Wi-Fi 系統為最普遍被使用的無線傳輸，其中，

由 IEEE802.11 b/g/n 運作於 2412-2482MHz 與 IEEE802.11a/n 運作於 5180-5850MHz 之頻帶為 IEEE 制定的標準頻帶範圍[2]；然而，隨著涵蓋範圍的增加，無線發射功率 也隨之增加，因而造成蓋台或者訊號不穩，因此，各個國家除了開放 IEEE 所制定的 頻帶標準之外，也會因應於不同的應用層面上，開放其他頻帶給特定應用之產品做 使用，其中包含需申請頻帶執照(lisenced)與開放免申請執照(unlisenced)；本文參照俄 羅斯需申請執照應用於 5900-6450 頻帶之 Wi-Fi 系統架構。在整體的系統規劃上，如 圖 2-1 所示，首先考量到目前市面上 IEEE 802.11a 的頻率為 5180-5850MHz 之頻帶，

而本文所使用 AR9220 整合式 Wi-Fi 晶片可支援 4950-5850MHz 之頻帶，而其中基頻 訊號調變與解調變都利用其晶片在系統內部處理完成，因此，在本文的規劃上，利 用其架構中 4950-5500MHz 的頻帶經由混頻器做升頻與降頻，來實現本文應用於 IEEE 802.11a 之 6.4GHz 轉頻系統。

在本文系統之規劃，混頻系統的架構為主要探討之重點，因此，當我們在規劃 混頻系統架構的同時，首先必須針對於不同架構的混頻器來探討優缺點並了解其特 性。一般來說，最普遍被使用的混頻器之元件為二極體混頻器(Diode Mixer)[3]、電 阻式電晶體混頻器(Resistive FET Mixer)[4-5]之架構、雙接面載子電晶體混頻器(BJT Mixer)[6]、金氧半場效電晶體混頻器(MOSFET Mixer)[7]與雙閘極場效電晶體混頻器 (Dual-gate FET)[8-10]來進行混頻系統架構之規劃。然而，針對二極體混頻器與電阻 式電晶體混頻器兩種被動式混頻器，雖然在成本的考量可以降低許多，但對於頻率 轉換效能上，會有功率之轉換損耗的產生；另外針對金氧半場效電晶體混頻器，其

優點有提供較佳轉換增益之驅動，但對於各埠間的訊號有較差之隔離度，需要增加 方向耦合器之電路來增加隔離度，因此，針對轉換增益與各埠之間較佳隔離度之考 量，我們利用雙閘極場效電晶體做為混頻器之主要架構。

在混頻系統架構中，除了兩個訊號頻率在經由混頻器後所產生的發射器所需之 頻率外，亦也會產生次諧波之頻率，因此，需要利用帶通濾波器之特性，過濾掉其 範圍之外之訊號，保留發射機端所需之訊號；然而，針對本文架構中所需之訊號在 5900-6450MHz 之頻段，在元件的選擇上，並非業界普遍使用之元件，必須經由客製 化的方式取得符合其頻率規格之元件；因此，在成本與空間上的考量，可以利用微 帶線的方式來設計帶通濾波器。其中，以 Hairpin-Line Band-Pass filter[11-14]為主要 設計考量。

圖 2-1 系統架構之規劃

2-2 IEEE 802.11 Wi-Fi 簡介[1]

針對 Wi-Fi 無線網路的介紹，本章節參考了郭獻國在產經資訊上所提出的“無線 網路無線可能”之論點貢獻；網際網路(Internet)發燒以來，全球掀起一片網路熱潮，

企業大規模的佈建區域網路，但可惜的是，有線網路揮之不去的夢魘卻是一直存在

方便的無線網路，那將是「老天的恩典」。

美國電子電機工程師協會(Institute of Electrical and Electronics-簡稱 IEEE)的 IEEE 802 委員會(命名 80 委員會的原因是由於第一次聚會在 1980 年 2 月，其下區分 為十餘個工作小組，分別依 802.1、802.2、802.3 ...來命名)經過多年的努力，終於訂 定了共通的無線網路標準，於是乎無線區域網路誕生了。簡單的說，IEEE 802 訂定 了網路上 資料存取的方法(Access Method)，也就是如何將資料放在纜線上傳輸、如 何從纜線上取得資料的遊戲規則(IEEE 802 委員會定義了區域網路中的第一層實體層 (physical layer)及第二層資料連結層(data-link layer)在網路上的存取控制)。較為出名 的有 802.3 乙太網路、802.11(WLAN)無線區域網路、802.15 (WPAN)，比較新的成員 還包含 802.16 (WiMax)和 802.2 0(MBWA)等。其分別的意義是：802 .15 (無線個人 網路； Wireless Personal Area Network；WPAN)是針對距離 10 公尺以內的區域網路 所製訂的通訊協定；802.11(無線區域網路；WirelessLocal Area Network；WLAN)是 針對距離 300 公尺以內的區域網路所製訂的通訊協定；802.16 (無線都會網路；

WirelessMetropolitan Area Network；WMAN)是針對距離 50 公里以內的都會區域網路 所製訂的通訊協定；802.20 (無線廣域網路；Wireless Wide Area Network；WWAN)距 離 5 0 公里以上的網路所製訂的通訊協定，如圖 2-2 所示。

圖 2-2 無線通訊網路市場定位

2-2-1 IEEE 802.11 定義的實體層[15]

IEEE802.11 實體層的介紹，本章節參考了邱紹育學長在中華大學之“Wi-Fi 功率 放大器模組之設計與實現”碩士論文中所介紹之論點貢獻；WLAN 標準是依 IEEE 802.11 工作小組所定義並維護，其中包含晶片製造商到存取點(Access point)製造商。

此團隊已經定義了多個 802.11 標準，從 802.11a 到 802.11z 均囊括在內。然而，對 WLAN 裝置而言，最普遍的協定為 IEEE 802.11a、b、g，與 n。

在 1999 年，工作團隊設定了 802.11a 與 802.11b 標準而為 WLAN。若將 IEEE 802.11a 標準設定為 5GHz 的未授權工業、科學，與醫療(ISM)頻帶，則可達到最高 54 Mb/s 傳輸率。相對來說，IEEE 802.11b 標準則可於 2.4 GHz ISM 頻帶上達到最 高 11 Mb/s 資料傳輸率。在 2003 年發表的 IEEE 802.11g，亦可於 2.4 GHz 的 ISM 頻 帶達到最高 54 Mb/s 的資料傳輸率。IEEE 802.11n 為目前最新的版本，其中整合如多 重輸入/輸出(MIMO)與並行(Concurrent)通道的功能，可於 2.4 與 5 GHz 頻帶中達到 300 Mb/s 的資料傳輸率。

由 WLAN 所使用的 2 組基本傳輸架構，分別為直接序列展頻(Direct-sequence spread spectrum，DSSS )與正交頻多分工( Orthogonal frequency division multiplexing，

OFDM )。此外，其內在的調變架構可包含 CCK，到如 BPSK 與 64-QAM 的正交架 構。表 2-1 即列出使用特定傳輸架構與調變類型的標準。

2-2-2 OFDM介紹

由於近年來網際網路(Internet) World Wide Web之快速成長，結合資訊

(Information)、通訊(Communication)及消費電子(Consumer Electronics)之 3C產品正快 速的成長，它整合了各種不同的技術，使得人們可突破時間及空間的限制，可以隨 時、隨地，透過任何媒體傳輸(無線或有線)、得到想要之資訊，享受資訊時代的多元 化的服務。3C整合應用最重要的特性在於它必須提供無所不在的資訊存取環境，以 及可更快更有效率的收發資訊。基於這些特性，網際網路(Internet)也將延伸為行動網 路(Mobile internet)，行動通訊的其中一個需求為體積的減少，由於積體電路製程的不 斷進步，單晶片系統目前成為3C整合產品的一個核技術，另外由於資料的傳輸率必 須因應更複雜之應用(除了以往的文字及語音資料，再加上現今的影像資料等)而必須 有效地增加，而資料傳輸過程中，可能會遭受到各種雜訊及障礙物的干擾而影響資 訊收發的正確率，如多重路徑(multi-path)所造成之干擾問題，都必須予以克服，由於 寬頻無線行動通訊的需求，目前的通訊調變技術也朝向正交分頻多工(OFDM)，如圖 2-3 OFDM為符元在頻域上的呈現及技術發展，其目的除了可以善加利用寶貴的頻譜 外，更可以克服頻率選擇性衰退通道(Frequency Selective Fading Channel)。正交分頻 多工技術( Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM )係利用多載波調變 (Multi-Carrier Modulation)的觀念，將信號分別載於多個次載波(Sub-Carriers)上同時傳 送，OFDM 的優點包括：

（1）頻譜效益(Spectrum Efficiency)較高；

（2）較佳的抗衰退通道(Fading Channel)能力；

（3）對脈衝雜訊(Impulse Noise)較不敏感；

（4）可利用 FFT快速運算器執行調變／解調變的工作。

近年來，OFDM 已被廣泛運用於高速數位用戶迴路(High bit rate Digital Subscriber Loops, HDSL)，數位視訊廣播(Digital Video Broadcasting, DVB)，數位音訊廣播(Digital Audio Broadcasting, DAB)等領域。雖然OFDM 具有眾多優點，但仍有一些問題尚待 解決。其ㄧ，OFDM 對頻率偏移(frequency offset)、時間誤差(timing error)及相位雜 訊非常敏感。這些現象皆會破壞次載波間的正交關係，使得系統在接收信號時，會 產生次載波間的相互干擾(Inter Carrier Interference, ICI)進而增加系統的位元錯誤率 ( Bit Error Rate, BER )，對接收品質造成負面影響。其二，OFDM 信號之振幅外型有

較大變化，因此任何射頻電路之非線性效應皆會造成不良的影響。[16]

圖2-3 OFDM符元在頻域上的呈現

2-2-3 IEEE 802.11之OFDM 系統參數

Wi-Fi 系統與 WiMAX (IEEE 802.16d/e)、3GPP 長期演進技術(Long Term Evolution，LTE)的 OFDM 架構標準不同，WLAN 的 OFDM 訊號中，所有子載波均 使用相同的調變架構。因此對 IEEE 802.11a/g 訊號而言，調變架構將可直接影響最大 傳輸率，與特定訊號的編碼速率。表 2-2 說明了此關係。

在表2-2中如 54 Mb/s 的高資料傳輸率，則必須使用如64-QAM的高階調變架構。

更進一步來說，1024資料位元的標準叢集間隔，將大幅高於低階的調變架構。當要 提升測試系統的量測速度時，必須先了解較長叢集間隔與較長量測時間的關係。一 般來說，當於單一叢集上執行錯誤向量強度(EVM)量測時，若能將儀器設定僅擷取所 需的量測資料，即可加快量測速度。舉例來說，當量測64-QAM叢集時，若將擷取時 間長度設定為200 µs，則其量測速度可高於10 ms或以上的時間長度

表 2-2 資料傳輸率、編碼速率，與叢集間隔之間的關係

第三章 6.4GHz 頻率轉換器之電路設計

3-1 系統整合電路之方塊圖

系統整合電路架構之方塊圖如圖 3-1 所示，主要利用 Athores AR9220 處理器做為 處理基頻訊號(Baseband)之調變與解調變之核心；發射器端主要利用處理器將其基頻 訊號調變至 IEEE 802.11a 之 5GHz 規格之頻帶後，其射頻訊號之 4950-5500MHz 頻帶 與本地振盪訊號 950MHz 藉由混頻器將其訊號升頻至 5900-6450MHz 之頻段；利用第 一級 Hairpin 架構之帶通濾波器將其混頻後的訊號限制在帶通頻率為 5900-6450MHz 之頻段，接著由第一級功率放大器將其訊號之功率提升，做為驅動放大器使用；然而，

為了防止其他訊號之竄擾，藉由第一級驅動放大後產生雜訊干擾，進而影響到訊號的 效能，因此在訊號經由第二級功率放大器處理之前，利用第二級帶通濾波器將其驅動 放大後之訊號做過濾雜訊的處理，而處理完後的訊號經由第二級功率放大器至將功率 提升，最後經由天線發射無線訊號出去；再接收器端將 5900-6450MHz 頻率之訊號經 由天線接收進來後，首先利用帶通濾波器先將接收訊號之頻率限制在 5900-6450MHz 頻段中，過濾掉其範圍以外之頻段後，再經由低雜訊放大器至混頻器，最後訊號經由 混頻器將其訊號降頻為 IEEE 802.11a 規格 4950-5500MHz 之頻段，做為 AR9220 可解 調變之頻段。

在本文討論系統架構之內容中，對於功率放大器與低雜訊放大器電路之設計之實 現，主要採用功率放大器之電路整合式晶片，普遍來說，這方面元件之電路設計已經 相對成熟，因此功率放大器與低雜訊放大器之電路設計將不在討論範圍；本文主要探 討之重點為混頻系統電路與帶通濾波器之設計。

圖 3-1 系統架構之方塊圖

3-1-1 系統整合電路之規格

 Transmission output Frequency: 5900-6450MHz

 Modulation type: QPSK-1/2，QPSK-3/4，16QAM-1/2，16QAM-3/4，64QAM-2/3 and 64QAM-3/4

 PHY Specification :OFDM (Orthogonal Frequency-Division Multiple)

 Transmitter power levels: ＞18dBm @ 54M data-rate

 Frequency deviation: ±25ppm (max)

 Transmitter constellation error: No greater than –25 dB RMS EVM, 54 Mbps

 Transmit center frequency leakage: No greater than –15 dB relative to overall transmitted power

 System Use Voltage: 5V, 3.3V

 Channel Bandwidth: 10MHz

 Operating input Level:decoding a maximum on-channel signal of 0dBm~16dBm

3-2 混頻(Mixer)系統之簡介

在無線通訊的世界裡，資料傳輸的方式是將欲傳輸之基頻訊號藉由混頻系統做調 變處理升頻至高頻訊號，之後藉由天線端將混頻後之高頻訊號發射傳送至接收端。反

之，當無線接收機接收到高頻訊號後，會利用混頻系統降頻至系統可解調之中頻訊 號。一個基礎型的混頻系統會有三端訊號源，分別為射頻(RF)、本地振盪(LO)、中頻 (IF)，如圖 3-2 為混頻系統之左圖為升頻與右圖為降頻之方塊圖。

圖 3-2 混頻系統架構之方塊圖

一個基本無線訊號發射器端之升頻系統架構，中頻與本地振盪之訊號藉由混頻器 混頻後，產生兩個主要頻率訊號，分別為 fIF + fLO及 fIF - fLO 兩個頻率，圖 3-3 為發 射器端之中頻與本地振盪混頻後產生的兩個頻率訊號，然而針對本文而言，需要將系 統調變後之中頻訊號經由混頻後，升頻至更高的頻率，因此在射頻(RF)訊號之頻率的 選擇則會選用 f_RF

= f

頻訊號會與本地振盪的訊號混頻之後會產生兩個主要頻率，分別為 f_RF + f_LO及 f_RF - f_LO 之頻率，如圖 3-4 所示，針對本文接收器設計架構而言，當接收端接收到發射器之射 頻訊號後，會經由混頻器將射頻與本地振盪混頻後，取降頻之中頻訊號作為系統可做 解調變處理之低頻訊號，因此將降頻後之頻率，利用低通濾波器濾掉不必要之頻率，

保留系統可解調之中頻訊號，如圖 3-4 所示。[17]

圖 3-4 接收機混頻產生之頻率

3-2-1 混頻器之基本原理

在無線通訊系統中，混頻器主要的目的是用來做頻率之間的轉換，一個良好的混 頻系統具有低轉換損耗與高轉換增益，而良好的雜訊指數與各埠之間的隔離度也是影 響混頻系統效能之參數。混頻器頻率之轉換主要是利用元件的非線性特性來達成，圖 3-5 說明了二極體的電壓與電流之間非線性的特性

圖 3-5 二極體電壓與電流之 I-V 特性

此特性之關係式可用泰勒展開式來表示之:

(3.1) 設定輸入訊號頻率為

ω

ω

V2=A2cosω2t，當兩者訊號同時進入 Mixer 時，則關係式如(3.2)式

(3.2) 而由此關係可推導出(3.3)式

(3.3) 因此可得輸出訊號則有(±nω₁與±nω₂)之頻率

(3.4) 將兩個不同頻率訊號輸入至一非線性元件時，輸出訊號除了原本輸入訊號外，亦 可得到此訊號頻率在不同階層所產生出來之相加相與相減項之頻率，因此也達到了混 頻器之工作原理，而第一項相加之頻率為升頻成份，第二項相減為降頻成份。[6]

3-3 混頻器之種類

混頻器的種類主要可分為被動式混頻器(Passive Mixer)與主動式混頻器(Active Mixer)兩種；被動式混頻器包含了二極體混頻器(Diode Mixer)與電阻式電晶體混頻器 (Resistive FET Mixer)，被動式混頻器會因為工作溫度的提升，產生熱雜訊，因此造成 轉換損耗；主動式混頻器主要是利用電晶體操作在飽和區之特性進而得到轉換增益；

因此在判別混頻器的種類可以利用是否能提供轉換增益判別之，如轉換後有損耗，即 為被動式混頻器。

為控制二極體之開關，如圖3-6之單顆二極體所示，當中頻與射頻訊號之頻率相近時，

而兩者頻率都在同一端上，較容易相互干擾會產生較差的隔離度；因此可以利用圖3-7 與圖3-8之平衡式架構的混頻器，且在二極體之前級加上一組耦合電路，使本地振盪 與射頻之輸入頻率不會相互干擾，進而做為消除因本地振盪的干擾所產生的雜訊之優 點；但也由於平衡式混頻器需要增加一顆二極體，因此在本地振盪之輸入功率必須要 提升，才能有較低的轉換損耗。

常見的被動式混頻器架構有：圖3-6表示單端式二極體混頻器、圖3-7表示90°單平 衡式二極體混頻器與180°單平衡式二極體混頻器、圖3-8表式雙平衡式二極體混頻 器。[6]

圖3-6 單端式二極體混頻器

圖3-7 90°單平衡式二極體混頻器與180°單平衡式二極體混頻器

圖3-8 雙平衡式二極體混頻器

3-3-2 主動式混頻器 (Active Mixer)

主動式混頻器主要的元件一般可分為雙接面載子電晶體、金氧半場效電晶體與雙 閘極場效電晶體；以場效電晶體為例，又可分為閘極混頻器、汲極混頻器以及雙閘極 混頻器等，其工作原理是利用場效電晶體操作在飽和區的電壓與電流之特性，而本地 振盪訊號功率在外在偏壓點附近做調變，以獲得足夠的非線性之特性，進而產生混頻 之效果。由於主動式混頻器有操作在飽和區之特性，因此通常會提供轉換增益，且雜 訊指數也相較於被動式混頻器來的小，但也因為被限制操作在飽和區之特性，所以主 動式混頻器之線性度相較於被動式混頻器來的差，三階調變點即為較低。[18]

閘極混頻器如圖 3-9，以一個接收機混頻器為例，本地振盪與射頻訊號皆由 MOS 之閘極端輸入，中頻訊號則由汲極端拉出來，藉由 g_m與 C_gs非線性之特性達到混頻之 效果；但對於本地振盪與射頻訊號由同一端輸入，而造成較差的隔離度，因此會在兩 者訊號在閘極輸入之前級，加入一個方向耦合器來增加兩個訊號之隔離度。閘極混頻 器之優點為可以利用較低功率的本地振盪訊號來驅動，以產生較高之增益。

圖3-9 單閘極混頻器之架構

汲極混頻器如圖 3-10 所示，以一個接收器為例，其本地振盪由汲極端輸入，射 頻訊號由閘極端輸入，而中頻訊號由汲極端拉出來，利用 gm與 gd的非線性特性達到 混頻之效果，由於本地振盪與之輸入與中頻訊號之輸出都在汲極端，因此需要在兩者 訊號之前級加入一個耦合器或者濾波器增加隔離度，避免兩者訊號互相干擾。[19]

圖3-10 汲極混頻器之架構

3-3-2-2 雙閘極場效電晶體(Dual-Gate FET)

圖 3-11 為雙閘場效電晶體，圖 3-11 雙閘極混頻器之等效電路，主要是由單閘極 混頻器演變而來，由於單閘極混頻器需要利用耦合器或濾波器來增加本地振盪與射頻 或者本地振盪與中頻訊號之隔離度，因此在於設計的面積尺寸上面無法得到縮小，因 此以一個接收器為例，利用雙閘極混頻器將本地振盪與射頻訊號經由不同的閘極輸 入，下端電晶體電流來控制 VG1S1，上端電晶體電流來控制 VG2S2而浮動電壓 VS2在決 定了電流的大小之後，決定了上下兩顆電晶體之操作模式，分別以三種模式操作:線 性-飽和、飽和-飽和、飽和-線性，進而達到混頻之功能。

圖 3-11 雙閘場效電晶體與等效電路

如圖 3-12 所示，雙閘極電晶體的電流分別為 VG1S1與 VG2S2之函數，利用下端電 晶體操作在線性區時，使得本地振盪之訊號讓 VG2S2的電壓擺動，因而浮動電壓 VS2(下 端電晶體之汲極電壓)也隨之擺動，在不斷改變下端電晶體之操作區域 (線性區

飽和區)之下，造成下端電晶體傳導值(gm)之變化，進而產生非線性之特性達到混頻之 效果。而當雙閘極混頻器操作在飽和-飽和之區域時(當 V_G1S1=V_G2S2)時，此混頻器即 可得到最大的轉換增益與良好的雜訊指數。

圖 3-12 雙閘極場效電晶體直流 I-V 之特性

在主動式雙閘極混頻器的電路設計架構上，主要常見的架構可分為單端混頻器 (Single-End Mixer)與雙平衡混頻器(Double-Balance Mixer)，而不同架構的混頻器，其 主要特性也會有所不同，可以依照電路設計之規劃作架構[20]

3-3-2-2-1 單端式雙閘極混頻器之架構

單端式混頻器如圖 3-13 所示，其原理主要利用電晶體 M2 的汲極源接地，因此 M2 的汲極對於本地振盪之訊號而言為低阻抗，當本地振盪訊號輸入後，M2 被操作 在線性區，而當本地振盪訊號之功率夠大時，M1 就被操作在飽和區，藉此來改變電 晶體 M1 中的 VDS值，進而達到混頻之效果。其中單端 RF 訊號與在電晶體 M1 轉頻 後之電流訊號可用(3.5)式表示之

(3.5) 當功率較大之本地振盪訊號輸入後，如(3.6)式

(3.6)

本地振盪之訊號將會控制電晶體 M2，輸出電流為(3.7)式

(3.7) 將 sgn[cosωLOt]傅立葉級數展開後可得(3.8)式

(3.8) 其中，n 為奇數。

忽略較高階之諧波後，只留下 LO 頻率之 ω_LO項，可得(3.9)式

(3.9) 電壓增益如(3.10)式

(3.10) 然而，使用此架構相當於混頻電晶體前串接了一個電阻，因此在轉換增益與雜訊 指數的表現上，不如單閘極場效電晶體混頻器來的好；另外也因為射頻與本地振盪訊 號會因為混頻後，與中頻訊號之隔離度較差，因此需要在中頻輸出端之前級加入濾波 器，來加強各埠間的隔離度。而使用其架構之優點為：電路的實現上較簡單、射頻與 本地振盪有較佳之隔離度、IP3 的表現比單閘極混頻器來的好。[23]

圖 3-13 單端式雙閘極混頻器

3-3-2-2-2 雙平衡式雙閘極混頻器之架構

雙平衡式混頻器又稱 Gilbert cell multiplier 混頻器，其架構如圖 3-14 所示，與單 端式雙閘極混頻器的差別是在輸入之射頻、本地振盪與輸出之中頻訊號皆為差動對平 衡式訊號，其原理是利用振幅較大的本地振盪訊號使 M3、M4、M5、M6 作用如開關，

藉由此開關原理來切換電晶體 M1 及 M2 之電流，以達成混頻之效果。[21]

一般而言，使用雙平衡式雙閘極混頻器之架構需要較大功率之本地振盪訊號來對 M3-M6之電晶體做完全切換，這樣的好處除了可以將增益提升至最大外，雜訊也會大 幅降低；因此本地振盪之功率必須大到足以切換四個開關，而當切換不完全的情況 下，兩個差動對的電晶體同時導通時，一些射頻電流將會以共模形式浪費掉，因而降 低了轉換增益，且切換對電晶體產生的雜訊增加。因此差動對源極端的寄生電容，在 高頻時，將構成射頻電流流失的路經，因而降低轉換增益。而減少偏壓電流，也會造 成增益的下降。因此，在偏壓電流、元件寬度、及LO 大小上，需要適當選擇。[25]

圖 3-14 雙平衡式雙閘極混頻器

3-4 混頻系統之參數原理

在無線系統的架構中，混頻器主要的功用是將訊號升頻後發射或將接收後的訊號 降頻至系統可解調之頻率；將兩者不同的訊號混頻後而所產生之訊號的效能之要求，

其中，混頻器設計之參數也會直接影響到混頻器的效能，因此在混頻器的設計上，必 須考量與折衷每個參數效能之要求。

3-4-1 隔離度(Isolation)

一個理想的混頻系統，各埠之間的訊號以互不干擾尤佳，如圖3-15之本地振盪與 射頻端隔離度示意圖；隔離度之參數是指各埠間因洩漏影響進而干擾到另一埠的訊

器(PA)上面，雜訊經由功率放大器將雜訊放大後，傳輸至天線端發射出去，進而提高 了資料傳輸上的錯誤率；在接收器端之混頻器設計上面，中頻訊號如果跟射頻或者本 地振盪訊號無較好的隔離度，會造成中頻訊號中的雜訊產升，使系統端做解調封包 時，造成封包傳輸的錯誤率；為了避免此狀況的產生，在設計上面，我們可以在中頻 端與射頻端使用濾波器或者是電路架構的特性來使其訊號不受其他頻率的訊號之干 擾，產生雜訊[17]。混頻器中的隔離度參數之表示如(3.11)式:

本地振盪/輸入=在輸入端量測得之本地振盪功率值/本地振盪端之輸入功率 本地振盪/輸出=再輸出端量測得之本地振盪功率值/本地振盪端之輸出功率 輸入/輸出=再輸出端測得之輸入端功率值/輸入端之輸入功率

(3.11)

圖3-15 LO-RF埠之隔離度

3-4-2 轉換增益/損耗(Conversion Gain/Loss)

轉換增益/損耗主要是指經由混頻後之輸出訊號與原本輸入源之功率比值；在接 收系統中，中頻訊號的輸出功率與射頻訊號的輸入功率之比值，或者在發射系統中，

射頻訊號的輸出功率與中頻訊號的輸入功率之比值；在主動式混頻元件當中，以 MOSFET為例，由於利用電晶體操作在飽和區之特性，進而造成混頻之作用，因此會 產生較高之增益，稱之為轉換增益。在被動混頻元件當中，以二極體為例，由於溫度 會造成特性的偏移，因此溫度越高，熱雜訊越大，而熱雜訊所產生能量之損耗，稱之 為轉換損耗。

圖3-16為混頻器降頻之轉換增益，通常主動式混頻器的轉換增益可達到10dB，而

被動式混頻器的轉換損耗介於-6dB 到-10dB 左右。而在高頻系統中，轉換增益/損耗 之單位為 dBm[20]，轉換增益/損耗可用下列公式(3.12)式來表式：

(3.12)

圖 3-16 降頻混頻器之轉換增益

3-5 濾波器(Filter)之簡介

濾波器主要的功用是應用於訊號處理之元件，當一個訊號於濾波器的輸入端後，

濾波器可以針對此訊號擷取某些特定頻率範圍之頻帶，對於特定頻率範圍之外之頻帶 進而達到衰減或截止(Cut-off)，防止因外在的訊號所造成之干擾；濾波器主要功能可 分為：高通濾波器(High-Pass filter)、低通濾波器(Low-Pass filter)、帶通濾波器

(Band-Pass filter)與帶止濾波器(Band-Reject filter)；一個理想的濾波器需要具有如下：

訊號在可通過之頻率有較低的介入損耗(Insertion loss)與訊號在不可通過之頻率有較 大的衰減甚至是達到無功率之訊號。如一個簡單的高通濾波器與低通濾波器可用電阻

3-5-1 高通濾波器(High-Pass Filter)

如圖 3-17，高通濾波器主要的功能是用來使特定頻率以上之高頻訊號通過，對於 其特定頻率以外之低頻訊號加以衰減或截止；一般而言，高通濾波器大多使用在音頻 設計應用上面，對於在中高頻音域之音頻設備的設計上，為了預防因低頻音域訊號或 者交流電所產生之頻率訊號之干擾，進而造成聲音的品質音干擾所產生之雜訊。

圖 3-17 高通濾波器之波德圖

一個簡單的高通濾波器可以利用串聯一顆電容與並聯一顆下地之電阻組成，如圖 3-18 所示，

圖 3-18 利用 RC 組成高通濾波器之電路

3-5-2 低通濾波器(Low-Pass Filter)

如圖 3-19 所示，低通濾波器與高通濾波器之特性正好相反，其主要功能是使特 定頻率以下之低頻訊號通過，而對於特定訊號以外之高頻訊號加以衰減或截止，一般 來說，低通濾波器可用於著重低頻訊號之低音喇叭，使其音域限制在低頻；或者是在 混頻系統之接收機端，為了使較高頻之射頻或者本地振盪的訊號影響中頻訊號，造成 系統輸入端產生干擾之雜訊，通常會在中頻訊號在系統輸入端之前級加入低通濾波 器，使其中頻訊號與射頻或本地訊號有較好之隔離度。

圖 3-19 低通濾波器之波德圖

一個簡單的低通濾波器可以利用串聯一顆電阻與並聯一顆下地電容組成，如圖 3-20 所示，

3-5-3 帶通濾波器(Band-Pass Filter)

如圖 3-21 所示，帶通濾波器主要功能是限定只有某一特定頻率能通過，對於此 特定頻率以外之訊號，加以衰減或截止；一個理想的帶通濾波器具備無增益與無衰 減，且對於特定頻率範圍之外之訊號能夠完全的衰減，但實際上，一個帶通濾波器通 常是由多階高通或低通濾波器組成，因此對於訊號會造成衰減之效應。

圖 3-21 帶通濾波器之波德圖

3-5-4 帶止濾波器(Band-Rejection Filter)

如圖 3-22 所示，帶止濾波器與帶通濾波器之特性完全相反，其主要功能是限定 某些特定頻率無法通過，使其訊號加以衰減或截止，而特定頻率之外的訊號都能夠通 過。

圖 3-22 帶止濾波器之波德圖

3-6 Hairpin Line Band-Pass Filter

Hairpin line band-pass filter(簡稱 Hairpin)主要是利用微帶線耦合(Coupling)的方 式，達到帶通濾波器之效果；其等效電路如圖 3-23 所示，一個 Hairpin 可以利用 n 階 低通濾波器共振之耦合來達到帶通濾波器之效果。使用 Hairpin 設計帶通濾波之優點 有: 架構簡單、成本低與實現容易，由於使用微帶線耦合的方式達到濾波器之效果，

因此在設計成本上，可以降低許多。另外，在先前 3-5-3 之章節所提到之帶通濾波器 具有功率損耗之缺點，在設計上面也必須做為取捨考量之重點。

圖 3-23 Hairpin line band-pass filter 之等效電路

由圖 3-23 所示，n 階的 Hairpin 等效電路的每一個共振器(resonator)都是由電感與 電容所組成之模型，其中，耦合係數(Coupling coefficient)為兩個共振器之 Mi,i+1，品 質因素(Quality factor)為 Qe1與 Qen 之輸入與輸出端，因此就可以利用此等效電路推 導出耦合係數與品質因數，其公式如(3.14)式:

波器之元件的近似值。[11-12]

3-6-1 基礎型 Hairpin Line Band-pass Filter 之設計架構

Hairpin 的結構可分為 Tapped line 與 coupled line 兩個種類，Coupled line 如圖 3-24 所示，在設計上面，可以不需要考慮 tapped 點輸出與輸入端的位置，因此採用 coupled line 對於設計上面會相對的便利。Tapped line 如圖 3-25 所示，因為需要考慮 到 tapped 點輸入與輸出的位置，所以在設計上面，就必須將輸入與輸出端的位置考 量進去；不過，相對可以減少設計之面積。

圖 3-24 Coupled line 之架構

。 圖 3-25 Tapped line 之架構

3-7 雙閘極混頻器之模擬

根據前一章節所做的混頻器架構之分析，我們可以發現雙閘極混頻器具有轉換增 益與高隔離度的特性，因此利用雙閘極混頻器做為此系統架構之設計。在元件的選擇 上面，我們採用了 NEC ne25139 這顆 Dual-gate GaAs MESFET。

3-7-1 雙閘極混頻器基礎電路之模擬與模擬結果

圖 3-26 為一個發射機混頻電路，利用一個雙閘極混頻器將本地振盪與中頻訊號 輸入至混頻電路之兩個閘極，輸出為射頻電路。利用中頻電路 4950MHz 與本地振盪 950MHz 混頻至射頻 5900MHz 之訊號。表 3-1 為 NEC ne25139 元件之內部參數

圖 3-26 模擬雙閘極混頻器之基礎電路

表 3-1 雙閘極 FET 元件內部之參數

如圖 3-27 模擬結果所示，將本地振盪與中頻之訊號混頻後，會產生 5900MHz 與 4000MHz 兩個頻率；另外由 Port-To-Port Isolation 的欄位可以了解到，利用雙閘極混 頻器對於兩個閘極源輸入之訊號會有良好的隔離度，然而對於本地振盪與射頻之隔離 度與中頻到射頻之隔離度都相對的較差一點，因此可以在中頻訊號與射頻訊號這邊加 一組帶通濾波器，以加強兩者訊號之隔離度。

圖 3-27 雙閘極混頻器基礎電路之模擬結果

3-7-2 利用濾波器加強各埠之間隔離度電路之模擬與模擬結果

由 3-7-1 之章節模擬結果得知，利用雙閘極混頻器在兩個輸入源有較好的隔離 度；不過，針對此篇論文之研究，由於中頻與射頻兩者訊號之頻率較為相近，因此可 以使用濾波器加強中頻與射頻訊號兩者之間的隔離度。由圖 3-28 所示，首先，在射 頻訊號前級加入一個帶通濾波器，使射頻訊號對於本地振盪與中頻訊號有較好之隔離 度；對於在射頻訊號之前級加入帶通濾波器，除了增加隔離度外，另一個好處是在於 射頻訊號在藉由天線端發射之前，可以使其頻率不受外部之干擾，提高訊號經由天線

圖 3-28 雙閘極混頻器加入帶通濾波器於射頻的前級電路之模擬

由圖 3-29 模擬結果所示，射頻訊號在經由帶通濾波器將訊號之頻率限制在 5900-6450MHz 之頻段，而在其頻段範圍外之頻率，訊號功率會被衰減甚至是被截止；

因此可以由隔離度之欄位顯示出，由於本地振盪與射頻訊號之頻率相差較遠，因此在 射頻訊號之前級加上帶通濾波器來限制輸出頻段之訊號，使本地振盪之訊號不會影響 到射頻訊號之輸出，進而增加隔離度之效果。

圖 3-29 雙閘極混頻器加入帶通濾波器於射頻的前級電路之模擬結果

3-8 Hairpin Line Band-Pass Filter 模擬

由前一章節 3-6 所介紹之 Hairpin 是利用微帶線耦合的方式去達到帶通濾波器之 效果；此篇 Hairpin 是利用 5-pole 之微帶線低通濾波器去耦合而成的，且利用 Tapped line 達到縮小面積之效果。

3-7-1 Hairpin Line Band-Pass Filter 之 ADS 模擬與結果

由圖 3-30 所示，在模擬的架構上分為兩個部分，將 Hairpin 之架構平均的一分為 二製作成一個元件後，由輸入源到 port 1，再由 port 2 到輸出源之元件組合而成。利

圖 3-30 Hairpin Line band-pass filter 之模擬架構

圖 3-31 為 Hairpin 微帶線耦合單一元件之內部架構；首先，PCB 板材料設定為 FR4 之介電係數(dielectric constant): 4.2，再利用調整每一級之 U 型架構之線寬、長度 與每一級耦合之間隔，來驗證帶通之頻率。

圖 3-31 Hairpin Line band-pass filter 內部架構之模擬

圖 3-32、圖 3-33 為 S11 模擬結果，由 Smithchart 圖示中得知，中心頻率 6200MHz 的阻抗為 42.95 ohm ，而反射係數平均低於-20dB 以下，

圖 3-32 Hairpin 之 S11smith chart 模擬結果圖

由圖 3-34 為 Hairpin 之 S21 模擬結果圖得知，帶通濾波器之介入損耗在頻率為 5850-6450MHz 之間的損耗介於-0.659 至-3dB。

圖 3-34 Hairpin 之 S21 模擬結果圖

第四章 混頻系統電路製作與整合測試

4-1 混頻系統電路之實現

混頻系統電路設計包含了混頻器系統之升降頻電路、Tx 功率放大器電路、Rx 低 雜訊放大器電路以及壓控振盪器之電路做介紹，在這當中除了要充分了解每一級電路 運作之特性外，也必須在電路的設計上保留除錯的空間，以便將每一級的電路調整到 最佳的效能。

4-1-1 混頻器之升頻電路

Mixer Tx up-conversion schematic 如圖 4-1 所示，主要利用 NEC ne25139 雙閘極 混頻器與前一章節混頻電路之模擬來實現由系統之中頻 4950-5500MHz 與本地振盪 之 950MHz 混頻後，取兩者頻率相加之 5900-6450MHz 工作頻率，再經由 Hairpin 帶 通濾波器將雜訊過濾後至功率放大器。

圖 4-1 混頻器之升頻電路

圖 4-2 混頻器之降頻電路

4-1-3 功率放大器之電路

當訊號經由混頻器升頻，再通過帶通濾波器過濾掉雜訊後，接下來利用功率放大 器將訊號增強，PA Tx schematic 如圖 4-3 所示，首先 RFMD RF5616 整合功率放大器 當作第一級之驅動放大器，主要目的是將原本較微弱之訊號提升其功率，再經由 RFMD SZA-5044Z 當作第二級之功率放大器將其訊號之功率提升至系統規格制定之 輸出功率。然而，在第一級驅動放大後，為了防止其中有雜訊干擾，進而在第二級功 率放大器隨之增強其雜訊之功率，因此在這兩級放大器之電路中，再加入一級帶通濾 波器，以防止雜訊干擾所造成的效能損耗。

圖 4-3 功率放大器之電路

4-1-4 低雜訊放大器之電路

Rx LNA schematic 如圖 4-4 所示，利用 Avago MGA-665P8 來實現 6.4GHz 之接收 端電路，以滿足混頻器之接收端之降頻需求。

圖 4-4 低雜訊放大器之電路

4-2 混頻系統整合電路板之製作

Layout 部分是使用 Power PCB 軟體來設計；其設計好的完整圖面圖如圖 4-5 所 示之 L1~L4。其零件擺擺放位置如圖 4-6 所示。圖 4-7 為實際成品圖。

圖 4-5 PCB Layout for L1~L4

圖 4-6 PCB Placement

4-3 板層規劃與配置

板子疊構的配置為 FR4 板材的四層板，其中第一層為 TOP Layer:RF

Trace/component；第二層為 GND，第三層為電源，第四層為 Trace/component/GND，

四層疊構的成品板厚為 38.7mil，符合 mini-PCI 介面之規格，整個疊構的規劃是以板 廠最常用的疊構材料為主。第一層主要用來放置元件(元件面)與 RF 訊號線，RF 訊號 線的阻抗須控制在50Ω,訊號線阻抗模擬疊構如圖 4-8 所示，其中介質常數為 4.2，RF 訊號線與旁邊 GND 的間距為 10 mil。第二層整層為接地，RF 訊號正下面的地平面 需保持完整，用途為拉住 RF 訊號使之不輻射，第三層為電源平面，第四層接地主要 用來包覆訊號與電源使之不輻射，且把 RF 零件與走線位置的背面將綠漆的部份去除 不上綠漆，其目地在將板子與外部鐵殼的部份鎖緊並加速 PA 的散熱機制。

圖 4-8 阻抗模擬疊構圖

4-3-1 PCB Layout 原理與法則

PCB Layout 注意事項：

1. RF 訊號線寬度為 50 歐姆線寬。

2. RF 訊號線兩旁須留淨空區，淨空區寬度為 RF 訊號線與最接近的地平面(第 一層)間距的 10mil 線寬

3. 數位電路部份、電源電路部份、RF 電路部份鋪地做區隔，可以防止訊號亂 竄，導致雜訊產生。

4. 電路板周邊、RF 訊號線與數位訊號線周邊下貫穿孔接地，防止訊號亂竄；

貫穿孔之間的間距為 20 分之 RF 波長或 100 分之 RF 波長更好，讓 RF 訊號 在電路板上任何地方皆可視為等電位面。

5. 電源部分的連接走線可粗一點，甚至可以使用整片銅薄來供電(Power Plane)，但 RF 的電源以走 power trace 包 GND 為佳。

6. 電源線與訊號線兩旁邊的地平面越靠近越好，可以增加電容效應，濾除不要 的雜訊。

7. 電源介面盡量放靠近版邊，方便使用者使用；RF 與電源和數位部份則離越 遠越好。

4-4 單級電路之量測

在完成電路系統整合以後，接下來就是量測電路是否符合規格之要求，在這個階 段我們會分成兩個步驟去進行電路的量測；首先，先以單級測量的方式，主要確認每 一級的電路是否都可以正常工作，效能是否符合規格上面的需求，以便利在之後的系 統整合做為效能驗證的參考依據。

4-4-1 混頻器量測

在混頻器的量測上面，主要測試的項目可分為兩個部份，首先針對 port to port 的 隔離度做量測，接下來是混頻器之轉換增益/損耗作量測。

4-4-1-1 隔離度(Isolation)之量測與結果

隔離度量測步驟如圖4-9所示，首先，利用網路分析儀做為測試之儀器，設定S21 做S參數之量測，接著驗證本地振盪、射頻與中頻三者訊號之間的影響，利用此測試 方法來驗證各埠之間的訊號隔離度。

圖 4-9 Port-To-Port Isolation 量測方法

圖 4-10 為 LO-RF 隔離度驗證，由下圖測試結果得知，在射頻端量測本地振盪端 之 950MHz 的訊號，由於在混頻器之射頻端後級加上 Hairpin 帶通濾波器將頻率限制 在 5850-6450Hz 之頻率，因此在射頻端量測到的 950MHz 的訊號衰減至很小；表 4-1 為 Port-to-Port 的量測之數據。

圖 4-10 LO-RF 量測結果

Port-to-Port LO-IF LO-RF no BPF

IF-RF no BPF

LO-RF BPF

IF-RF BPF

測試數據(dB) -44.3 -35.8 -39.2 -58.9 -44.7 表 4-1 Port-to-Port 隔離度之驗證與數據

4-4-1-2 轉換增益/損耗(Conversion Gain/Loss)量測與量測結果

轉換增益/損耗主要是指經由混頻後之輸出訊號與原本輸入源之功率比值,混頻器 之轉換增益/損耗作量測，如圖4-11所示，主要使用頻譜分析儀做頻率與功率之量測。

圖 4-11 訊號頻率與功率之量測方法

在量測混頻訊號之轉換增益/損耗之前，首先必須針對中頻與本地振盪訊號混頻 後之射頻頻率做量測，量測結果如圖 4-12 所示，藉此可以驗證混頻器是否運作正常。

接下來再針對訊號經由混頻後之轉換增益/損耗量測，其量測結果如圖 4-13 所示，

圖 4-12 混頻輸出訊號之量測結果

圖 4-13 轉換增益/損耗之量測結果

4-4-2 Hairpin 帶通濾波器量測與結果

Hairpin 濾波器量測方法如圖 4-14 所示，藉由網路分析儀測量 S 參數之 S11 與 S22 反射係數，S12 與 S21 之介入損耗。

介入損耗是指當輸入訊號經由一個損耗功率的元件後，再輸出端所測量得到的一 個訊號功率之損耗，介入損耗可使用網路分析儀設定 S12 或者 S21 測量分析，單位為 dB，介入損耗之公式如(4.1)式所表示之:

(4.1) 返回損耗是指當輸入源的阻抗與訊號源的阻抗不匹配時，功率傳送到輸入埠會被

反射回訊號源。一般而言，反射損耗越小，代表阻抗匹配越良好，反射損耗至少需要 -10dB(VSWR<2)。反射損耗可使用網路分析儀設定S11或者S22測量分析，單位為dB，

反射損耗之公式如(4.2)式所表示之:

(4.2) 其 Pi 為入射功率，Pr 為反射功率。

圖 4-14 Hairpin 帶通濾波器量測方法

Hairpin 帶通濾波器量測結果如圖 4-15 所示，左圖為 smith chart 之量測，可以量 測此元件之特性阻抗；一般而言，RF 訊號之特性阻抗為 50 ohm，不過在 25-75 ohm 皆在可容許之範圍。右圖為 S 參數之量測，S11 與 S22 為反射係數，如右圖藍線所標 示，一般來說，在 RF 元件的設計上面，反射係數最好低於-10dB 以下；S21 介入損

圖 4-15 Hairpin 帶通濾波器量測知結果

4-4-3 功率放大器量測參數

 P1dB 之介紹[23]

P1dB 原理的介紹，本章節參考陳俊仁學長在中華大學之“ISM 頻帶(2.412~2.483) 系統電路實現”碩士論文中所提出之論點貢獻；放大器的最大功率增益、最佳雜訊指 數及寬波帶放大器等。由於功率放大器通常均工作於非線性區域( nonlinear region )，

小信號 S-參數對設計功率放大器已不適用。用以分析電晶體做功率放大應用的大信 號 S-參數，很有需要。量測大信號 S-參數很困難，且無法適宜予以定義。因此，應 用變通方法測定大信號參數。其方法是以信號源及負載反射係數作為輸出功率及增益 的函數，尤其是當測量信號源及負載反射係數時，同時測量其輸出功率，當電晶體工 作於 1dB 增益壓縮點( gain compression point )時。列出 1dB 壓縮點的資料，用以定出 該電晶體對功率承受的能力。

該 1dB 壓縮點( 以符號 G_1dB表示 )可定義為：在小信號線性功率區域內，電晶體 因非線性而使輸出功率增益減小 1dB 之增益值。以(4.3)式表示之：

1 ) ( )

(

1

dB  G dB 

G

(4.3) 式中

^G

^{( dB )}

功率壓縮點 P1dB定義為(4.4)式：

) ( ) ( )

(

1

dBm G dB P dBm

P





(4.4)

1dB 功率壓縮點 P_1dB的意義為：該點的輸出功率 dBm 值減去輸入功率 dBm 值等 於小信號功率增益減去 1dB，如(4.4)式所示 。

輸出功率 P_out對輸入功率 P_in的典型曲線及 1dB 增益壓縮點如圖 4-15 所示。線性 輸出功率的特性中，在最小可檢測信號點的輸出功率與 1dB 增益壓縮點之輸出功率 之間的功率差，形成一動態範圍( Dynamic Range( DR ) )如圖 4-16 所示。[3]

多級放大器串接所產生之 P1dB 如(4.5)式表示：

1 , 1 2 1 1

, 1 ,

1 1

1 1

1 1

dB n

n n

dB n n dB

dBTotal

P G P G G G P

P













(4.5)

圖 4-16 P1dB 增益壓縮點

4-4-4 功率放大器之量測與量測結果

功率放大器電路之量測方式如圖 4-17 所示，利用網路分析儀來測量其電路之

圖 4-17 功率放大器量測方法

針對第一級驅動放大器採用 RFMD RF5616，其 Feature 參考 datasheet 如圖 4-18 所示，其中可得之最大輸出功率在 21dBm at 5V； S 參數量測如圖 4-19 所示，其中 可以得知當頻率在 5900-6450MHz 時，還可以有超過 20dB 之增益。

圖 4-18 PA_RF5616 Feature

圖 4-19 RF5616 之 S 參數

第二級驅動放大器採用 RFMD SZA-5044Z，其 Feature 參考 datasheet 如圖 4-20 所示，其中 P1dB 為 31dBm at 5V；S 參數量測如圖 4-21 所示之 S21 參數，圖 4-22 表 示 S11 之參數，其中也可以從測量數據得知，當頻率在 5900-6450MHz 時，還可以有 超過 20dB 之增益。

圖 4-21 SZA-5044Z 之 S21 量測

圖 4-22 SZA-5044Z 之 S11 量測

4-5 系統整合電路之量測

當單級元件量測完成後，確認每一級元件都符合設計上所定義之規格；接下來就 可以將各個單級電路方塊元件串接起來，進行整合系統電路之量測；其量測可分為

Tx performance 測試與 Rx performance 測試。

4-5-1錯誤向量強度 (Error Vector Magnitude，EVM)

在 OFDM 系統中，如果 FFT 區間內所有的次載波都有整數個週期，那麼次載波 將完全正交。但是如果有頻率偏移( Frequency offset )，FFT 區間內的週期數便不再 是整數，這將產生載波間干擾( ICI )。頻率偏移的出現是因為發射的信號頻率位在較 高的射頻頻段，由於發射機和接收機的內部元件製造參數的誤差及模組生產可能造 成的不準度，會產生發射機和接收機很大的頻率偏移。種種誤差會影響數據的可靠 傳輸，因此必須進行估計並補償。對於子載波間隔為 300KHz，可允許的頻率變化為 0.1dB 的 OFDM 系統，容許的最大頻率偏移小於子載波間隙的 1%，而大多數振盪器 不能滿足這個要求。要達到這種要求，在進行 FFT 處理之前必須採用頻率同步技術，

同樣的也要滿足正交性還需要時序同步。在 OFDM 接收機能解調子載波前，必須查 找到符號邊界。此資訊用於發射機和接收機的時標同步，這是解調時正確去除 cyclic prefix 和保証適當的 FFT 持續時間所必須的。另一個與時序同步相關的問題涉及到 採樣時鐘同步。在發射機一側，IFFT 產生的信號將轉換成具有一定時間間隙( 採樣 間隙 )的類比信號。在接收機端，收到的信號經降頻，然後取樣得到後面數位處理所 要的離散信號。接收機的取樣時間必須與發射機的取樣時間嚴格匹配以避免降低系 統性能。而對於此一問題將在後面有深入的探討。

為實現時序和頻率的同步，OFDM 系統採用特殊的訓練符號( Special Training Symbols )，它們經發射機發射，在接收機端將接收到的信號與它們的原值相比較。

依據這個比較結果，可獲得期望的系統時序和頻率偏移資訊。

以下所要討論的是接收端在取樣過程中，產生( timing error – τ )對OFDM系統的 若將信號以 IDFT ( Inverse Discrete Fourier Transform )方式產生調變信號，則 OFDM 符號可表示為：