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中 華 大 學 碩 士 論 文

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(1)

中 華 大 學

碩 士 論 文

無線寬頻網路之射頻頻率轉換電路設計 RF Frequency Convertor Design For Broadband

Wireless Network

系 所 別 : 電機工程學系碩士班

學號姓名 : M09801002 吳孟勤 指導教授 : 田慶誠 博士

中華民國 101 年 2 月

(2)

i

摘要

近年來各類型的行動裝置普及,3.5G 服務的使用者也大增。3.5G 基地台的涵蓋 範圍雖廣,隨著系統的上網人數增加,已造成傳輸資料速率銳減。目前 3.5GHz 的通 訊流量在都會區已漸趨飽和。為了降低 3.5G 網路的數據傳輸負擔,本論文提出頻率 轉換的技術,即可在其它頻段使用 Wi-Fi 的傳輸技術,提供大量且高速的行動上網需 求。

本論文所提出的無線寬頻網路之射頻頻率轉換電路設計,且相容 802.11a/g/n 之 標準。目前轉頻系統輸入頻段 5.15GHz~5.55GHz,輸出頻段 3.4GHz~3.8GHz,系統 提供 400MHz 的頻寬,傳收距離 7 公里以上。頻率轉換器設計方面包含系統規劃、電 路模擬。期望 3.6GHz 功率放大器能達 25dBm(2.5%EVM)的輸出功率。

關鍵字:頻率轉換器、電路模擬、3.6GHz 功率放大器

(3)

ii

Abstract

Because various types of mobile devices become popular, customers using 3.5G services are also increased. Although 3.5G base stations cover widely, the increase of Internet users has resulted in sharp decline in the transmission data rate. Recently, 3.5GHz communication capacity tends to be saturated in metropolitan areas. In order to reduce the burden of data transfer for the 3.5G network, this thesis presents the Wi-Fi Frequency Conversion technology then base station to mobile station communication can uses Wi-Fi protocol in the specified frequency band. It can provide high-speed Internet access needs.

This thesis proposed RF frequency convertor design for broadband wireless network compatible with the 802.11a/g/n standards. The frequency convertor allows input frequency band from 5.15GHz to 5.55GHz and output frequency from 3.4GHz to 3.8GHz which provides 400MHz bandwidth. Frequency convertor design includes system frequency planning and budget analysis. The power amplifier at 3.6GHz can reach 25dBm@2.5%EVM output power and support a long transmission distance over 7 km.

Keywords: Frequency Convertor、Budget analysis、3.6GHz Power amplifier

(4)

iii

誌 謝

首先要感謝指導教授田慶誠博士,在這兩年半不厭其煩教導我正確的做事態度,

勇於面對問題,耐心的分析問題,讓我自己有能力來解決面臨到的困難。

其次要感謝的大哥們:江俊杰、莊青龍、鍾仁峯、王平宇、王振芳、戴仁倉,與 畢業的學長們:鄭權佑、鄭名偉、顏子揚,還有兩年來一起打拼的同學們:周佳龍、

古一喬、劉華智、林建州、張佳偉,以及幫忙的學弟妹們:李佩蓉、洪文正、劉佳婷、

許靜宜、林建安,因為有你們讓我在碩班生活充滿美好的回憶。

最後要感謝我的父母親和姊姊,在我求學的路上給我的鼓勵與支持,使我能完成 研究所的碩士學位。對於未提及而幫助過的人,在此致上最誠摯的感謝。

吳孟勤 謹識 中華民國 101 年 2 月 於新竹

(5)

iv

目錄

摘要 ... i

Abstract ... ii

誌謝 ... iii

目錄 ... iv

表目錄 ... vi

圖目錄 ... vii

第一章 緒論 ... 1

1.1 研究動機 ... 1

1.2 研究目標 ... 2

1.3 研究流程 ... 2

第二章 頻率轉換器系統架構與規劃 ... 4

2.1 無線寬頻系統之現況、發展趨勢分析 ... 4

第三章 頻率轉換器系統規格 ... 6

3.1 頻率轉換器電路簡介 ... 6

3.2 頻率轉換器系統架構圖 ... 17

3.3 頻率轉換器系統規格 ... 18

第四章 RF Link Budget Analysis ... 20

第五章 TX Budget Analysis ... 22

5.1 TX Gain Budget ... 22

5.2 TX Power Budget ... 24

(6)

v

5.3 TX Linearity Budget ... 25

第六章 RX Budget Analysis ... 27

6.1 RX Noise Budget ... 27

6.2 RX Sensitivity Budget ... 30

6.3 RX Linearity Budget ... 33

結論 ... 34

參考文獻 ... 35

(7)

vi

表目錄

表 2.1 WIMAX 頻譜比較表 ... 4

表 2.2 無線網路演進 ... 5

表 3.1 Frequency Converter System Specification ... 6

表 3.2 Power Detector Specification ... 7

表 3.3 Comparator Specification ... 7

表 3.4 Inverter Specification ... 7

表 3.5 5G Band Switch Specification ... 8

表 3.6 3G Band Switch Specification ... 9

表 3.7 UP/Down Link Mixer Specification ... 13

表 3.8 5G/3G Band Filter Specification ... 14

表 3.9 Power Amplifier Specification ... 15

表 3.10 LNA Low NF Mode Specification ... 16

表 3.11 LNA High IP3 Mode Specification ... 16

表 4.1 Friist 傳收距離計算 ... 20

表 6.1 Cascade Noise Figure 計算 ... 29

表 6.2 頻率轉換器之 Sensitivity Budget 規格 ... 32

(8)

vii

圖目錄

圖 1.1 研究流程圖 ... 3

圖 2.2 2007 年全球 WIMAX 頻譜比例 ... 5

圖 3.1 Pi-attenuator network ... 9

圖 3.2 Pi-attenuator network ADS Schematic ... 10

圖 3.3 Pi-attenuator 模擬結果 ... 11

圖 3.4 頻率轉換器系統架構圖 ... 17

圖 3.5 頻率轉換器系統方塊圖 ... 18

圖 4.1 RF Link Budget 示意圖... 20

圖 4.2 輸出功率 V.S.傳輸距離... 21

圖 4.3 Antenna Gain V.S.傳輸距離 ... 21

圖 5.1 TX Gain Budget 電路 ... 22

圖 5.2 TX Gain Budget 模擬結果 ... 23

圖 5.3 TX Power Budget 電路 ... 24

圖 5.4 TX Power Budget 模擬結果 ... 24

圖 5.5 TX Linearity Budget 電路 ... 25

圖 5.6 TX Linearity Budget 模擬結果 ... 26

圖 6.1 Noise Factor 定義 ... 27

圖 6.2 放大器 Noise Figure 與 Gain 示意圖 ... 28

圖 6.3 RX Noise Budget Analysis ... 28

圖 6.4 RX Noise Budget 模擬結果 ... 29

圖 6.5 PER V.S. Dynamic Range ... 30

圖 6.6 802.11a SNR V.S. PER ... 31

圖 6.7 SNR 之轉頻器架構示意圖 ... 31

(9)

viii

圖 6.8 RX Linearity Budget 電路 ... 33 圖 6.9 RX Linearity Budget 模擬結果 ... 33

(10)

1

第一章 緒論

1.1 研究動機

隨著無線通訊產業的蓬勃發展,使用各類型的行動裝置廣泛的被使用,尤其是智 慧型手機與平板電腦的盛行,使用 3.5G 或 3G 無線上網也幾乎成了國民運動,3.5G 基地台的涵蓋範圍雖廣,但目前 3.5GHz 的通訊流量在都會區已漸趨飽和。隨著系統 的上網人數增加,已造成傳輸資料速率銳減。為了降低 3.5G 網路的數據傳輸負擔,

本論文提出頻率轉換的技術,以紓解大量的行動上網需求,是目前最好的解決方案。

由於 Wi-Fi 設備製造已是成熟的產業,所以設備製造成本相對上比較便宜,有了 頻率轉換的技術,即可在其它頻段使用 Wi-Fi 的傳輸技術,也大幅的降低相關業所要 付出的網路佈署成本,相對地提高營運的投資回報率。

本論文提出的頻率轉換的技術來解決此問題,且符合 802.11 a/g/n 規範。將使用 頻率,保留原本系統的頻寬,一併轉移至 WIMAX(World Interoperability for Microwave Access)的頻譜來使用,以解決無線上網速度的不足;WiMAX(World Interoperability for Microwave Access)即為一種無線寬頻接取(Broadband Wireless Access;BWA)

技術,依照 IEEE 802.16 國際標準組織所制定的標準為發展基礎。WiMAX 除了提供 消費者寬頻接取網路外,亦讓消費者無論何時何地,都可利用無線方式高速上網,傳 送或接收所需資料。

(11)

2

1.2 研究目標

頻率轉換系統可分為三大部分,分別是功率偵測、Tx 發射端電路及 Rx 接收端電 路。

功率偵測電路:偵測 Wi-Fi AP 端是否有發送訊號,並在 300ns 內完成 switch 切換。

Tx 發射端電路:將 AP 端送出的 5GHz 頻率轉至 3.6GHz 再送至天線。

Rx 接收端電路:將 Client 端回來的頻率 3.6GHz 轉至 5GHz 再回送 AP。

1.3 研究流程

此頻率轉換器設計屬於商業成品的先導型研究,因此在研究流程上是以成品的效 能與可行性還有成本為優先考量的重點。

首先第一步是先訂出頻率轉換器的架構,第二步是 Survey 符合頻率轉換器需求 的各子電路零件。為了提昇成品的可行性,Survey 的零件是以一般商業市場上容易購 得的為主,假設一般零件不符合系統需求,所以研究流程的第三步即是針對現有的零 件來調整架構,使頻率轉換器電路特性能夠符合規格需求。

經過步驟一到三,整個架構就已經決定了。接下來第四步就是進行軟體模擬。軟 體 模 擬 的 目 的 是 希 望 能 夠 預 估 出 所 選 用 的 架 構 與 零 件 能 否 達 成 需 要 的 system performance。 軟體模擬第一步是以廠商提供的規格書進行初步的模擬,如果模擬結 果不符需求,則重複步驟二到三。如果模擬結果符合需求,將各個子電路依其操作頻 段進行匹配電路設計,並將設計完成的模擬結果畫入 PCB Layout,若模擬結果在 PCB Layout 上無法實現,需要再重新系統模擬。

(12)

3 Start

訂出架構 或是 微調架構

Survey 零件

軟體模擬

零件符合需求 重新Survey 零

NO

YES

NO

YES

PCB Layout

END YES 結果符合需求

YES

PCB Layout實現 NO

NO

圖 1.1 研究流程圖

(13)

4

第二章 頻率轉換器系統架構與規劃

2.1 無線寬頻系統之現況、發展趨勢分析

目前除了 2.4GHz 和 5GHz 為免費的公共頻段外,其它大部份均為需申請使用執 照的付費頻段,其中目前的 3G 網路使用頻譜主要是 2.1GHz,而世界各國正致力於發 展下一代無線寬頻網路即所謂 4G 網路,主要是 WiMAX 或 LTE 無線技術,各國政府 正規劃並開放執照申請其頻譜的使用,尤其是 WiMAX,由於技術發展較早,其使用 頻譜的規劃也比較完整。WiMAX 的主要頻譜比較如下表:

表 2.1 WIMAX 頻譜比較表

在所謂 4G 網路無線寬頻網路的發展中,WiMAX 是開發比較早的技術,所以許 多業者均已申請其頻譜的使用執照。依據 MIC 的研究報告,全球 WiMAX 頻譜應用 趨勢,2007 年以投入 WiMAX 業者家數為單位,進行分析,使用 3.5GHz 頻譜者為 62.8%,使用 2.5GHz 頻段者則為 24.1%,採用 3.5GHz 及 2.5GHz 業者共佔約 86.9%,

而以覆蓋用戶數而言,則達 90.5%。而投入 WiMAX 網路建設的業者中,以 ISP 業者 投入最多,達 40.5%,其次為傳統電信業者,佔 27.8%。如以服務用戶數而言,則以 ISP 業者與 WiMAX Carrier 分佔一、二,兩者共佔用戶數七成以上,顯示 ISP 業者投 入最為積極,以站穩無線寬頻市場向有線寬頻市場進軍。2007 年 WIMAX 全球頻譜 比例如下圖:

(14)

5

圖 2.2 2007 年全球 WIMAX 頻譜比例

IEEE 802.11 是 現 今 無 線 區 域 網 路 的 一 個 通 用 規 範 , 依 其 歷 史 的 演 進 分 別 為 802.11→802.11b→802.11a→802.11g→802.11n,較新的則有 IEEE 802.11 ac/ad,將 其整理如下表:

制定時間 頻段 頻寬 傳輸速率

802.11b 1999 年 9 月 2.4GHz 20MHz 11 Mbps 802.11a 1999 年 9 月 5GHz 20MHz 54 Mbps 802.11g 2003 年 7 月 2.4GHz 20MHz 54 Mbps 802.11n 2009 年 10 月 2.4/5GHz 20/40MHz 300Mbps

表 2.2 無線網路演進

本 研 究 的 頻 率 轉 換 器 系 統 輸 入 頻 段 5GHz , 輸 出 頻 段 則 是 ETSI WIMAX 3.6GHz;WIMAX 聯盟同時定義了定點式 WIMAX 頻段分別為 3.5GH 與 5.8GHz,而行 動式 WIMAX 有 6 個,分別如下:

(1)2.3GHz~2.4GHz

(2) 2.305GHz~2.320GHz,2.345GHz~2.360GHz。

(3) 2.496GHz~2.69GHz。

(4) 3.3GHz~3.4GHz。

(5) 3.4GHz~3.8GHz,3.4GHz~3.6GHz,3.6GHz~3.8GHz。

此研究的輸出頻段是以 3.4GHz~3.8GHz 為主。

頻譜之覆蓋用戶數

2.3GHZ 8%

2.5GHZ 33%

3.5GHZ 58%

5.8GHZ 1%

業者採用頻譜

2.3GHZ 6%

2.5GHZ 24%

3.5GHZ 63%

5.8GHZ 7%

(15)

6

第三章 頻率轉換器系統規格

3.1 頻率轉換器電路簡介

Frequency Converter System Specifications:

RF Input Frequency 5.15GHz~5.55GHz

LO Frequency 1.75GHz

IF Output Frequency 3.4GHz~3.8GHz

Band Width 400MHz

Transmission and receive Distant: <7km

Output Power 24.9 dBm

TR SW Switching Time 300 ns

Supply operation 3.3v,5v

表 3.1 Frequency Converter System Specification

表(3.1)為頻率轉換器的系統規,而 RF 的輸入端頻率是使用 IEEE 802.11a 的頻譜 規範,IEEE 802.11a 頻譜涵蓋範圍從 5.15GHz~5.875GHz,輸入頻段 ETSI(European Telecommunications Standards Institute) 3.4 GHz,系統規劃了 400MHz 的頻寬,選用 5.15GHz~5.55GHz 做為 RF 端的輸入頻段,在輸出端頻段的選用是 WIMAX 歐規頻段,

輸出端的頻譜涵蓋範圍從 3.4GHz~3.8GHz,輸出端之中心頻率為 3.6GHz。

頻率轉換器系統使用到的電路依電路區塊可畫分為三部分:功率偵測電路區塊、

發射端電路區塊、接收端電路區塊。

功率偵測電路區塊包含功率偵測器(Power Detector)、比較器(Comparator)、反相 器(Inverter)、單刀雙擲開關(SPDT Switch)。功率偵測 IC 主要是偵測是否有 RF 訊號 輸入至頻率轉換器,假設有訊號至頻率轉換器,功率偵測 IC 會將 RF 訊號轉為 DC 直流電壓,依照 RF 訊號的大小轉換出比例式的 DC 直流電壓。功率偵測 IC 規格如下 表(3.2):

(16)

7

Supply operation 3.0 V to 5.5 V @ 22 mA dynamic range up to 8 GHz Pulse response time(fall/rise) 6 ns/10 ns

Frequency range 1 MHz to 10 GHz Stability over temperature ±1.0 dB over temperature

Accuracy: ±1.0 dB over temperature 表 3.2 Power Detector Specification

比較器(Comparator)將功率偵測 IC 送出的直流電壓與內部參考電壓做比較,依據 輸入電壓的不同而輸出不同的電壓位準。比較器規格如下表(3.3):

Supply operation 2.7V to 5V Output Rise Time(10% to 90%) 30ns

Output Fall Time(10% to 90%) 1.2ns

Propagation Delay 45ns

Output Swing High V+-0.15 Output Swing Low V+-0.01

表 3.3 Comparator Specification

反向器將比較器輸出的電壓反相,送至相連接的 switch,達到換的目的。反器器 規格如下表(3.4)

Supply operation 2V to 6V Output Rise Time(10% to 90%) 2.2ns

Output Fall Time(10% to 90%) 2.1ns

Propagation Delay 21ns

表 3.4 Inverter Specification

(17)

8

單刀雙擲開關的控制是由比較器與反相器的輸出端來控制,規格如下表:

Supply operation Test Conditions 3V to 5V

Frequency range DC-6 GHz

Insertion Loss 5.15-5.88 GHz 0.75 dB Isolation 5.15-5.88 GHz 27.5 dB Return Loss 0.10-6.00 GHz 12 dB

IP1dB 2.00-6.00 GHz@+5V 38 dBm Second and Third Harmonics Pin=20 dBm -75 dBc

Input Third Order Intermodulation

Intercept Point

25 dBm Per Tone,3.8GHz

@+5V

60 dBm

Switching Time 50 ns

Control Current @+3V 30 uA

表 3.5 5G Band Switch Specification

Supply operation Test Conditions 3V to 5V

Frequency range 100 MHz–6 GHz

Insertion Loss 3.40 GHz–3.60 GHz 0.7 dB(MAX) Isolation 3.40 GHz–3.60 GHz 26 dB Return Loss 3.40 GHz–3.60 GHz 16 dB IP0.1dB 2.4 GHz–2.5 GHz 35 dBm

2nd Harmonic

PIN = 22 dBm@2.45GHz

-70 dBc

3nd Harmonic PIN = 22 dBm@2.45GHz

-68 dBm

IIP3 Two tones, 15 dBm 53 dBm

(18)

9

each tone, 5 MHz spacing@5.2GHz

Control Current @+3V μA

表 3.6 3G Band Switch Specification

發射端電路區塊包含衰減器(Attenuator)、5GHz 混頻器(Up Link Mixer)、3.6 帶通 濾波器(3.6GHz Band Pass Filter)、3.6GHz 功率放大器(3.6GHz Power Amplifier)。

在發射端電路區塊,為了維持好的線性度,也就是輸入功率大小必須比主動元件 的 P1dB 還要低 8 dB,所以在此設計一個衰減器將 Wi-Fi AP 輸入的功率衰減,避免 Wi-Fi AP 輸出馬上就導致下一級電路進入飽和區。至於需要設計多少 dB 的衰減量才 符合線性度的需求,首先第一步驟,視系統的調變方式來判定,舉例:IEEE802.11a 規 格的調變使用 OFDM 的調變技術,若使用 64 QAM 的調變,則輸入功率就要比主動 元件的 P1dB 還要小 8 dB,第二步驟,根據主動元件的 P1dB 來做衰減量的設計。衰 減器設計公式如下:

衰減量 Attenuation= S21

Insertion loss (IL) = -20 log S21 (dB)

S21= 10−IL20 (0 ≤ S21 ≤ 1 for linear scale)

圖 3.1 Pi-attenuator network Port 1 and Port 2 reference impedance Zo=50 Ohm

R2=50*(1-S212)/(2*S21) R1=R3=50*(1+S21)/(1- S21)

Port 1 reference impedance= Zo1 and Port 2 reference impedance= Zo2

R2

R1 R3

0 0

(19)

10

R2 = �Z01Z021 − S212 2S21

1

21 2 21 02 01 2 3

1

21 2 21 01 02 2 1

2S 1 1 S Z R Z R

2S 1 1 S Z R Z R





 + −

=





 + −

=

設計衰減量為 10 dB 之衰減器,計算如下:

S21= 10−IL20

=>S21= 101020

=>S21=0.316

=> R2 = 50 ∗(1 − S212)

(2 ∗ S21) = 50 ∗

(1 − (0.316)2)

(2 ∗ (0.316) = 71.1 Ω

=> R1 = R3 = 50 ∗(1 + S212)

(1 − S21) = 50 ∗

(1 + (0.316)2)

(2 − 0.316 = 96.2 Ω

使用 ADS 驗證衰減量是否為 10 Db,但實際電阻並沒 71Ω 與 96Ω,選用電阻值 最近的 75Ω 與 100Ω。模擬結果如下圖(3.2):

圖 3.2 Pi-attenuator network ADS Schematic

(20)

11

圖 3.3 Pi-attenuator 模擬結果

圖(3.3)m1 在 5GHz 衰減量為-10.069 dB,與公式計算符合。經過衰減器的頻率訊 號送至混頻器做頻率轉換,混頻器規格如下

Parameter

Specification

Condition MIN. TYP. MAX.

Mixer 1/2 (Mixer output driving 4:1 balun) Gain

-2 dB

Not including balun losses Noise Figure

<3000MHz

10 dB Low current setting 13 dB High linearity setting Noise Figure

<3000MHz

11 dB Low current setting 15 dB High linearity setting Mixer 1/2 (Mixer output driving 4:1 balun)

IIP3

+10 dBm Low current setting +23 dBm High linearity setting Input Port Frequency

range

30 MHz 6500 MHz

2 3 4 5

1 6

-10.0690039 -10.0690039 -10.0690039

-10.0690039 -10.0690039

freq, GHz

dB(S(2,1)) m1

m1freq=

dB(S(2,1))=-10.0695.000GHz

(21)

12

Mixer input return loss

10 dB 100Ω differential

Output port frequency range

30 MHz 4500 MHz

Mixer 1/2 (Mixer output driving 1:1 balun) Output Port

Frequency Range

30 MHz 6000 MHz

Gain -7 dB

Not including balun losses

Reference Oscillator

External reference frequency

10 MHz 104 MHz

Reference divider ratio

1 7

External reference input level

500 mVp-p 800 mVp-p 1500 mVp-p

AC-coupled

Synthesizer (PLL Closed Loop, 52MHz)

Synthesizer Output Frequency

85 MHz 4200 MHz

Phase detector frequency

52 MHz

Phase noise (LO=1GHz)

-108 dBc/Hz 10kHz offset -108 dBc/Hz 100kHz offset -135 dBc/Hz 1MHz offset

(22)

13

0.19°

RMS integrated from 1kHz to 40MHz

Phase noise (LO=2GHz)

-102 dBc/Hz 10kHz offset -102 dBc/Hz 100kHz offset -130 dBc/Hz 1MHz offset

0.19°

RMS integrated from 1kHz to 40MHz Voltage Controlled Oscillator

Open loop phase noise at 1MHz offset

2.5GHz LO frequency

-134 dBc/Hz VCO3, LO Divide by 2

2.0GHz LO frequency

-135 dBc/Hz VCO2, LO Divide by 2

1.5GHz LO frequency

-136 dBc/Hz VCO1, LO Divide by 2

Open loop phase noise at 10MHz offset

2.5GHz LO frequency

-149 dBc/Hz VCO3, LO Divide by 2

2.0GHz LO frequency

-150 dBc/Hz VCO2, LO Divide by 2

1.5GHz LO frequency

-151 dBc/Hz VCO1, LO Divide by 2 表 3.7 UP/Down Link Mixer Specification

(23)

14

混頻器完成頻率轉換後將通帶以外的頻率訊號由濾波器衰減。下表(3.8)為發射端 濾波器規格。

Frequency Range (MHz)

Insertion Loss

@ BW (dB)

VSWR@ BW Attenuation (dB)

4900~5920 1.5 max. 2.0 max. 30 min.@3500MHz

3300~3900 1.8 max. 2.0 max. 15min.@0.1~2.6GHz

表 3.8 5G/3G Band Filter Specification

濾波完成由功率放大器將輸出功率放大。下表(3.9)為功率放大器規格。

Parameter

Specification

Condition MIN. TYP. MAX.

Compliance WiMAXIEEE802.16e Frequency Range 3.3 GHz 3.8GHz

Output Power 26 dBm

EVM 2.5% 3.5% at Pout=26dBm

Operating Current 600 mA 700 mA Quiescent Current 380 mA 470 mA

IREG 10 mA

PDOWN Current 10 mA

Leakage Current 1 mA

Gain 28 32 at Rated output Power

Power Detector 10 29

Useable power detection range Input Return Loss -15 dB -10 dB

Output P1dB TBD dB with CW signal at

(24)

15

VCC=5.0V

Turn-On Time 1.5 us 1.8 us

Output stable to within 90% of final gain

Low Gain Mode (Gain Reduction)

TBD dB

at VCC=5.0V, VREG 1 and 3=2.85V, VREG2=

Low and Temp=25°C (In this mode the gain of the power amplifier

drops by TBD typical from its original gain) 表 3.9 Power Amplifier Specification

接收端主要是低雜訊放大器的規格。低雜訊放大器規格如下表(3.10)、表(3.11)

Parameter

Specification

Condition MIN. TYP. MAX.

Frequency Range 3.4GHz 3.8GHz

Gain 12.9 dB 14.4 dB 15.4 dB GAIN = VCC Gain Variation over

Temperature

±0.3 ±0.7

TA = -40°C to +85°C, GAIN = VCC or GND

Gain Step 24.1 dB

Input Third-Order Intercept

+4 dBm

Input 1dB Compression Point

-5 dBm

Noise Figure 2.3 dB GAIN = VCC

Reverse Isolation 25 dB GAIN = VCC

Gain Step Transition Time

1 us

(25)

16

Turn-On/Turn-Off Time

0.5 us

表 3.10 LNA Low NF Mode Specification

Parameter

Specification

Condition MIN. TYP. MAX.

Frequency Range 3.4GHz 3.8GHz

Gain 12.9 dB 14.9 dB 15.4 dB GAIN = VCC Gain Variation over

Temperature

±0.3

Gain Step 25.6 dB

Input Third-Order Intercept

+10 dBm

Input 1dB Compression Point

-4 dBm

Noise Figure 2.6 dB GAIN = VCC

Reverse Isolation 25 dB GAIN = VCC

Gain Step Transition Time

1 us

Turn-On/Turn-Off Time

0.5 us

表 3.11 LNA High IP3 Mode Specification

(26)

17

3.2 頻率轉換器系統架構圖

圖 3.4 頻率轉換器系統架構圖

如上圖(3.4)網路業者可透過光纖經由主幹線路(包含頻率轉換器) 將傳輸數據資 料由基地台(Base station)以 WIMAX 3.6GHz 頻段發射,可避開干擾較多的 2.4GHz,

達到高速無線上網速度。

CPE 端包括 3.6GHz 的定向天線以及頻率轉換器電路,頻率轉換器電路可透過 Ipex 或是 SMA 接頭與 Client 端相連結。

(27)

18

3.3 頻率轉換器系統規格

Down Mixer Up Mixer

BPF

PA

TR Switch

VCO Coupler

Antenna

WiFi AP TR

Switch Power Detector Comparator Invertor

PA /LNA /TR SW Control Signal

BPF BPF

MCU + Synthesizer

5GHz Band 3GHz Band

LNA LNA

圖 3.5 頻率轉換器系統方塊圖

頻譜轉換器的電路系統架構雛形如上圖(3.5)所示, 左側同軸輸入為 WiFi Access Point 的信號接口(初期研究以 5GHz UNII band 為目標),當 WiFi AP(圖 3.5)發射訊號進 入 5GHz 的 SWITCH 時,部分訊號經由 5GHz 的 Coupler 耦合至功率偵測電路,功率 偵測電路由 3 個子電路組成,依序為功率偵測(Power Detector)、比較器(Comparator)、

反向器(Inverter) ,並在 300ns 內偵測出發射狀態,及時控制前後兩組 SPDT TR Switches 切換至發射鏈路。讓 preamble 與 data frame 信號均能及時被轉頻、濾波、啟 動功率放大器,並傳送至天線端。最大 25dBm 的線性發射功率設計,搭配 12-16dB 的定向天線,預計可滿足 7km 以上的點對點 64QAM 資料傳輸。

在功率偵測電路部分,前端設計一個 Loss Pad,目的是要將 Coupler 送出的功率 衰減至我們設計的功率,再送進功率偵測 IC,同時比較器再將功率偵測器輸出的直 流電電壓做比較,假設比較器輸出 High(高電壓),後級的反向器則輸出 Low(低電壓),

(28)

19

利用這個機制來切換 5GHz Band 與 3GHz Band 的 SPDT Switch,系統就可控制發射 或是接收的狀態切換。

在 Wi-Fi AP 送出功率到天線端的路徑,我們稱為 Up link,當 Up Link 時,Wi-Fi AP 訊號經由 Coupler 的 Output Port 輸出至 5GHz Band 的 Switch,通常 Outdoor 規格的 AP 功率往往大於 20 dBm,甚至更高,在此設計一個衰減器將功率衰減,另一方面此頻 率轉換器是使用 64QAM 調變,此時子電路的線性度是一項設計的重要考量,換句話 說,輸入功率與元件之 P1dB 必須低於 8dB,點對點資料傳收速度才可達 54Mbps。

發射端方面,必須將發射鏈路之主動元件發揮最大的效能,在 5.1 節會詳細說明。

接收端方面,3.6GHz 天線接收下來頻率訊號先經由第一級低雜訊放大器(Low Noise Amplifier)放大,此時 LNA 是(Low NF Mode),經由濾波器後,再由第二級低雜訊放 大器(HIGH IP3 Mode)將訊號放大,最後頻段轉回至 Wi-Fi AP 頻段;由於成本的考量加 上特殊規格頻段的主動元件單價相對比 2.4GHz 或是 5GHz 頻段貴上許多,因此使用 兩級 LNA 的設計,另一方面也相對節省成本。

(29)

20

第四章 RF Link Budget Analysis

在頻率轉頻系統規格裡,首先定出點對點(Peer to Peer)傳送與接收距離大於 7 公 里,RF Link Budget 示意圖(4.1)如下:

圖 4.1 RF Link Budget 示意圖

利用 FRIIS 傳輸公式計算出點對點對資料傳送的最大距離,且必須滿足三個條 件才成立:

 忽略發射與接收天線的公損耗。

 發射與接收天線皆有良好的阻抗匹配,例如:收發天線接近 50 ohm。

 發射端天線入射波之極化方向與接收端一致。

FRIIS 傳輸公式:

Pr = PtGtGrλ2 (4πd)2�W

m2� 10logPr

Pt = Gr + Gt − 20 log(F) − 20 log(D) + 147.6 (dB)

Pt(dBm) Pr(dBm) Gt(dBi) Gr(dBi) Frequency(GHz) Distance(km)

24.9 -75 12 12 3.6 10.43

表 4.1 Friist 傳收距離計算

如上表(4.1),是軟體模擬的結果帶入公式,頻率轉換器系統發射端輸出功率 24.9 dBm,接收端最小接收功率-75 dBm,發射端天線與接收端天線增益 12dBi,系統操作 頻率是 3.6GHz,應用在點對點的資料傳輸。

(30)

21

根據 Friist 傳輸公式,系統最小接收功率-75 dBm,系統輸出功率分別為 24.9 dBm、

24 dBm 、23 dBm、22 dBm、21dBm、20dBm,頻率 3.6GHz,接收天線增益固定 11 dBi,

發射天線增益固定 11 dBi,對輸出功率(縱軸,unit: dBm)與傳輸距離(橫軸,unit: km) 做圖,數據如下圖(4.2):

圖 4.2 輸出功率 V.S.傳輸距離

或者固定系統最小接收功率-75 dBm 與輸出功率 24.9 dBm,頻率 3.6GHz,對天 線增益(縱軸,unit: dBi)與傳輸距離(橫軸,unit: km)做圖,數據如下圖(4.3):

圖 4.3 Antenna Gain V.S.傳輸距離

19 20 21 22 23 24 25 26 27

4 4.5 5 5.5 6 6.5 7 7.5 8 8.5 9

Output Power

系統輸出功率 V.S.傳收距離

11 12 13 14 15 16 17

8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28

Antenna Gain V.S.傳收距離

(31)

22

第五章 TX Budget Analysis

5-1 TX Gain Budget

圖 5.1 TX Gain Budget 電路

如上圖(圖 5.1),Tx 路徑各子電路依序為 SW1、5GHz-Up Link Mixer、3.6GHz BPF 、3.6GHz Power Amplifier、 3.6GHz SWITCH;P_1tone(WiFi AP)設定的功率 2dBm 是已衰減後的功率。

各級子電路相關參數是參照規格書內容來設定;5GHz 的 SWITCH S21 設定 0.5dB,5GHz Up_Link Mixer 之 S21(Conversion Loss)設定-5.5dB,3.6GHz Band Pass Filter 之 S21(Insertion )設定-1.8dB,3.6GHz Power Amplifier 之 S21(Gain)設定 32 dB,3.6GH SWITCH S21 設定-0.7dB。Tx Gain Budget 是模擬發射鏈路總增益。

(32)

23

圖 5.2 TX Gain Budget 模擬結果

如上圖(5.2)在發射鏈路,主要提供增益的是 PA(m4),在此使用到的 PA 提供了 32 dB 的增益,因其他元件之 S21 並未提供增益,最後級 SW(m5)發射鏈路總增益為 22.99 dB。

Mixer BPF PA SW

m1Cmp_Index=

OutPGain_dB=-1.3370

m2Cmp_Index=

OutPGain_dB=-6.4361 m3Cmp_Index=

OutPGain_dB=-8.2362 m4Cmp_Index=

OutPGain_dB=23.583 m5Cmp_Index=

OutPGain_dB=22.994

0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5

0.0 4.0

0 10 20

-10 30

Cmp_Index

OutPGain_dB

m1

m2 m3

m4 m5

m1Cmp_Index=

OutPGain_dB=-1.3370

m2Cmp_Index=

OutPGain_dB=-6.4361 m3Cmp_Index=

OutPGain_dB=-8.2362 m4Cmp_Index=

OutPGain_dB=23.583 m5Cmp_Index=

OutPGain_dB=22.994

SW

(33)

24

5-2 TX Power Budget

圖 5.3 TX Power Budget 電路

圖 5.4 TX Power Budget 模擬結果

如上圖(5.4),m2 的輸出功率加上 m3(5GHz SW)的 Insertion Loss 就是 m4 的輸出 功率,m3 的輸出功率加上 m4(PA)的 Gain 就是 m4 的輸出功率,依此類推,最後發 射鏈路可提供 24.99 dBm 的輸出功率。

Mixer BPF PA SW

0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5

0.0 4.0

0 10 20

-10 30

Cmp_Index

OutPwr_dBm

m1

m2 m3

m4 m5

m1Cmp_Index=

OutPwr_dBm=0.6630 m2Cmp_Index=

OutPwr_dBm=-4.4361

m3Cmp_Index=

OutPwr_dBm=-6.2362 m4Cmp_Index=

OutPwr_dBm=25.5823 m5Cmp_Index=

OutPwr_dBm=24.9934

SW

(34)

25

5-3 TX Linearity Budget

使用 OFDM 64QAM 調變,電路的線性度是電路設計時很重要的一個關鍵,也 就是將輸出功率要比 OP1Db 低 8 dB,若是使用 16 QAM 的調變技術,則 Back Off 6dB 即可,以此類推。接著使用 TX Linearity Budget 模擬來評估線性度的問題。

圖 5.5 TX Linearity Budget 電路

如 上 圖 (5.5)發 射鏈 路之 各 元件 的 P1dB 設定 依 序為 5GHz SW 之 IP1dB:

38dBm,Up_Link Mixer 之 Third Order intercept:23 dBm,3.6GHz 之 PA OP1dB:36dBm,3GHz SW 之 Third Order intercept:53 dBm。

Mixer BPF PA

SW 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5

0.0 4.0

0 10 20 30

-10 40

Cmp_Index

OutPwr_dBm

m1

m2 m3

m4 m5

OutP1dB_dBm

m6

m7 m8

m9 m10

m1Cmp_Index=

OutPwr_dBm=0.6630 m2 Cmp_Index=

OutPwr_dBm=-4.4361 m3 Cmp_Index=

OutPwr_dBm=-6.2362 m4 Cmp_Index=

OutPwr_dBm=25.5823

m5Cmp_Index=

OutPwr_dBm=24.9764 m6Cmp_Index=

OutP1dB_dBm=35.6630 m7 Cmp_Index=

OutP1dB_dBm=6.8701 m8 Cmp_Index=

OutP1dB_dBm=5.0702 m9 Cmp_Index=

OutP1dB_dBm=33.7413

m10Cmp_Index=

OutP1dB_dBm=32.6834

SW

(35)

26

圖 5.6 TX Linearity Budget 模擬結果

(36)

27

第六章 RX Budget Analysis

6-1 RX Noise Budget

對於射頻接收機系統而言,靈敏度、位元錯誤率及雜訊指數是判定系統處理低位 準訊號能力的參數。在此章首先要要提的是雜訊指數,假設接收端雜訊指數的雜訊是 為已知,則可以評估出整個系統接收端的子電路雜訊指數的規格,如低雜訊放大器、

混波器及中頻放大器的雜訊指數規格應該要為多少,才不會使系統雜訊指數過高。一 旦雜訊指數已知,系統的靈敏度及可從系統的雜訊頻寬輕易的估算出來。

圖 6.1 Noise Factor 定義

IEEE 標準雜訊因素(Noise Factor)的定義指出,當輸入訊號源溫度為 290K 時,雜 訊因素是所有輸出功率(△N+kT0BG)和輸入雜訊(kT0BG)所造成的比值。

Noise Factor: F =GNi+∆NGNi = kTkT0BG+∆N

0BG = 1 +kT∆N

0BG

Noise Figure: 10log(F) = SNRi(dB) − SNRo(dB)

雜訊指數的計算方式,如圖(6.1),左邊代表放大器輸入端,假設輸入訊號-80dBm,

雜訊位準-100dBm,輸入訊雜比為 40dB。右圖代表放大器輸出端,訊號經放大器放 大後,輸出訊號-40dBm,可以推算出放大器增益為 20dB。輸出雜訊位準為-70dBm,

輸出訊雜比為 30dB,因此可以估算出電路本身所產生的額外雜訊為 10dB,也稱為此 系統的雜訊指數。

(37)

28

圖 6.2 放大器 Noise Figure 與 Gain 示意圖

圖 6.3 RX Noise Budget Analysis

(38)

29

圖 6.4 RX Noise Budget 模擬結果

如圖(6.4),模擬結果 Receive chain noise figure 為 3.2 dB。根據 Cascade Noise Factor 如下:

F = F1 +F2 − 1 G1 +

F3 − 1

G1G2 + ⋯ +

F4 − 1 (G1)(G2)(G3)

NF Budget

NF1(Switch) NF2(LNA) NF3(Filter) NF4(LNA) NF5(Mixer) NF6(Filter) NF7(Switch)

NF(dB) 0.7 2.3 1.8 2.6 11 1.8 0.7

Factor 1.174897555 1.698243652 1.513561248 1.819700859 12.58925412 1.513561248 1.174897555

G(dB) -0.7 14.4 -1.8 14.9 -2 -1.8 -0.7

linear scale 0.851138038 27.54228703 0.660693448 30.90295433 0.630957344 0.660693448 0.851138038 G Product 0.851138038 23.44228815 15.48816619 478.6300923 301.995172 199.5262315 169.8243652 Noise Factor(T1.174897555 1.995262315 2.017169786 2.070094119 2.094307502 2.096008063 2.096884628 Total stage NF 0.7 3 3.047424545 3.159900915 3.210404485 3.213929491 3.215745359

表 6.1 Cascade Noise Figure 計算

如上表(6.1)根據 Cascade Noise 公式計算出 Receive chain noise figure 3.2dB 且符 合圖(6.4)模擬軟體計算出的接收端之雜訊指數。計算 Cascade Noise Figure 時要在 linear scale 做運算,最後在表(6.1)計算出單級子電路之雜訊。假設接收端電路有 n 級,

那麼 Fn 和 Gn 分別代表第 n 級的雜訊指數和增益。根據 Cascade Noise 公式可知第一 級的雜訊指數和增益幾乎決定了整個收發系統的雜訊環境。

m1Cmp_Index=

NF_RefIn_NoImage_dB=0.7000 m2Cmp_Index=

NF_RefIn_NoImage_dB=3.0001 m3Cmp_Index=

NF_RefIn_NoImage_dB=3.0472

m4Cmp_Index=

NF_RefIn_NoImage_dB=3.1603 m5Cmp_Index=

NF_RefIn_NoImage_dB=3.2104 m6Cmp_Index=

NF_RefIn_NoImage_dB=3.2145

m7Cmp_Index=

NF_RefIn_NoImage_dB=3.2166 m8Cmp_Index=

NF_RefIn_NoImage_dB=3.2427

1 2 3 4 5 6

0 7

1.0 1.5 2.0 2.5 3.0

0.5 3.5

Cmp_Index

NF_RefIn_NoImage_dB

m1

m2 m3 m4 m5 m6 m7 m8

m1Cmp_Index=

NF_RefIn_NoImage_dB=0.7000 m2Cmp_Index=

NF_RefIn_NoImage_dB=3.0001 m3Cmp_Index=

NF_RefIn_NoImage_dB=3.0472

m4Cmp_Index=

NF_RefIn_NoImage_dB=3.1603 m5Cmp_Index=

NF_RefIn_NoImage_dB=3.2104 m6Cmp_Index=

NF_RefIn_NoImage_dB=3.2145

m7Cmp_Index=

NF_RefIn_NoImage_dB=3.2166 m8Cmp_Index=

NF_RefIn_NoImage_dB=3.2427

sw LNA BPF LNA MIXER BPF SW WIFI

(39)

30

6-2 RX Sensitivity Budget

無線通訊系統當中都會詳細規定動態範圍(Dynamic Range),動態範圍就是接收 機在特定的解調品質要求之下,天線輸入端所能接受的最大輸入功率與可接收之最小 輸入訊號功率。

圖 6.5 PER V.S. Dynamic Range

訊號接收封包錯誤率(Packet Error Rate)與接收訊號強度(Receiver Signal Level) 之關係如上圖(6.5),靈敏度(Sensitivity):在 AWGN 通道下,當接收訊號的功率品質降 至某額定值時,經過接收機解調後的訊號錯誤率必須小於規範;最大輸入功率 (Maximum Input Level) :當接收訊號品質佳,且達到某額定值時,經過接收機解調後 的訊號錯誤率必須小於規範,此額定值稱為接收機可允許輸入的最大功率。

將接收機依據其系統效能分為三個不同的操作區域。動態範圍的下限是其靈敏 度,表示接收機可正常接收的最小輸入訊號功率,當接收訊號非常微弱時,導致 PER 上升,主因是系統的雜訊指數(Noise Figure),雜訊指數包含了輸入端的熱雜訊(Thermal Noise)與接收機內部之背景雜訊。當接收訊號強度漸漸提升時,系統之訊號錯誤率會 隨之下降到一個穩定值,稱為接收機之線性工作區,線性工作區就是接收機可正常使 用的動態範圍,此時系統的封包錯誤率為最低。動態範圍的上限則是其接收機可接收 之最大輸入功率,當輸入訊號強度大於最大輸入功入會使電路見趨始飽和且出現失真 現象,在稱之為過載工作區。

(40)

31

在估算系統雜訊指數時,首先要計算訊號進入 RF Receiver 元件前的訊號雜訊比 (Signal to Noise Ratio)與經過 RF Receiver 元件後的訊號雜訊比。

圖 6.6 802.11a SNR V.S. PER

根據 IEEE802.11a standard 文件 17.3.10.1 Receiver minimum input level sensitivity,

接收端解調後封包錯誤率必須小於 10%以下。如圖(6.6),PER 在 64 QAM 下剛好是 在 10%,此時 SNRo 是 22dB,換言之,使用 64 QAM 調變,系統接收端的 SNRo 最 小值不能小於 22dB。

圖 6.7 SNR 之轉頻器架構示意圖 由圖(6.7)為系統接收端計算 SNR 的示意圖,SNR 定義如下:

1. SNRi=10log(Si/Ni), SNRo=10log(So/No) 2. NF (dB)= SNRi (dB)-SNRo (dB)

3. Ni= kToB = standard input thermal noise

(41)

32

Ni= kToB = standard input thermal noise

k = 波茲曼常數(Boltzmann’s Constant) = 1.374 * 10^-23 B = 雜訊頻寬(Noise Bandwidth)

T0=290K (IEEE 採用 290K 為決定雜訊因素的標準溫度)

目 前 已 知 802.11a mini pci 卡 片 之 Receive chain noise figure:5.5 dB , Sensitivity:@54 Mbps -73dBm,可計算出 SNRo,結果如下表(6.2)

Si(dBm) Ni(dBm) SNRo(dB) NF(dB)

Only Wi-Fi -73 -100.738449 22.2 5.5 Wi-Fi+轉頻器 -75.3 -100.738449 22.2 3.2

表 6.2 頻率轉換器之 Sensitivity Budget 規格

計算出整個頻率轉換器加上 Wi-Fi mini pci 卡片最後的 SNRo 之前,首先第一步 是先驗證卡片的 SNRo 是否符合 IEEE 802.11a 之標準,也就是位元錯誤率低於 10%,

若未元錯誤率小於 10%,則進行第二步,將頻率轉換器之接收端雜訊指數計算出來,

會產生新的雜訊指數,此時 SNRo 維持不變,即可計算出頻率轉換器加上 Wi-Fi 卡片後 接收端所能接收的最小功率範圍。

目前頻率轉換器系統之接收端的雜訊沒有因未加入頻率轉換器而破壞原本的 Wi-Fi 卡片雜訊指數,反而降低了 2.3 dB 的雜訊指數,換言之,提升了頻率轉換器系 統 2.3 dB 的最小接收功率。

(42)

33

6-3 RX Linearity Budget

圖 6.8 RX Linearity Budget 電路

上圖(6.8)接收端子電路 P1Db 設定參照其規格書,模擬輸出功率是否比各級子電 路低 8dB,確認線性度。

圖 6.9 RX Linearity Budget 模擬結果

上圖(6.9)為 Rx Linearity Budget 模擬結果,m9-m17、m10-m18、m11-m19、

m12-m20、m13-m21、m14-m22、m15-m23、m16-m24 皆有保持 8dB 以上,系統接收 端的線性度良好。

1 2 3 4 5 6

0 7

-60 -40 -20 0 20 40

-80 60

Cmp_Index

OutP1dB_dBm

m9

m10 m11 m12

m13 m14 m15 m16

OutPwr_dBm

m17

m18 m19

m20 m21 m22 m23 m24

m9Cmp_Index=

OutP1dB_dBm=43.0500 m10 Cmp_Index=

OutP1dB_dBm=8.3871 m11 Cmp_Index=

OutP1dB_dBm=6.5872 m12 Cmp_Index=

OutP1dB_dBm=9.2173 m13 Cmp_Index=

OutP1dB_dBm=-2.9194

m14Cmp_Index=

OutP1dB_dBm=-4.7195 m15 Cmp_Index=

OutP1dB_dBm=-5.4196

m16Cmp_Index=

OutP1dB_dBm=-9.5757 m17Cmp_Index=

OutPwr_dBm=-60.7000 m18 Cmp_Index=

OutPwr_dBm=-46.3001 m19 Cmp_Index=

OutPwr_dBm=-48.1002 m20 Cmp_Index=

OutPwr_dBm=-33.6583 m21 Cmp_Index=

OutPwr_dBm=-35.2004

m22Cmp_Index=

OutPwr_dBm=-37.0005 m23 Cmp_Index=

OutPwr_dBm=-37.7006

m24Cmp_Index=

OutPwr_dBm=-37.7017

(43)

34

結論

本論文所提出的頻率轉換器與舊有的 Wi-Fi 的差異是多了轉換頻率的技術及頻 寬提升到 400MHz。在 3.6 輸出功率達 25 dBm@(3% EVM),可搭配高增益的指向性 天線,使傳收距離更廣闊。應用在更低頻的頻率,穿透性更強,對消費者而言,速度 大大提升;對系統業者而言,也不需更換舊有的通信設備,更能有效的節省成本。期 許未來,轉頻技術能廣泛的被應用,那將替使用者帶來一大福音。

(44)

35

參考文獻

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[2]行動 WiMAX 802.16 Wave 2 的技術特點,Agilent Technologies 安捷倫科技,徐正 平編著

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[9] WIMAX 技術原理與應用,郎爲民 編著 2008 年 7 月。

參考文獻

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