中 華 大 學

中 華 大 學 碩 士 論 文

微波存取全球互通

之通訊射頻模組設計與測試 Wimax/LTE RF Module Design

系 所 別：電機工程學系

學號姓名：M09601001 蘇勇守 指導教授：田 慶 誠 博 士

中 華 民 國 九十九 年 八 月

摘 要

近年來，全球無線通訊網路的應用已廣泛的引起注意，其中包括了個人行動通 訊以及無線網路通訊。而正交分頻多工是一種多載波調變技術,提供高速的資料傳輸 速率，並且能有效對抗多重路徑下的訊號干擾和頻率衰減問題。雖然正交分頻多工 技術具備多項傳輸優勢，但此技術也有需要克服的缺點。例如傳輸訊號在通道上的 帶外功率散逸問題。降低正交分頻多工系統中帶外功率問題可提升訊號在無線通道 的傳輸品質，並且提高傳輸頻道的使用效率。

本研究探討各項設計射頻模組放大器所需的基本理論以及電路的各種設計技 巧，研究重點主要為探討電路原理、分析與設計，進而縮小體積達到微型化驅勢。

本 RF 射頻模組操作頻率範圍為 2.3~2.7 GHz。

綜合以上所述，對一個無線通訊系統而言，其成本正是否能商業化成功與否的 關鍵之一，就如同現今在台灣建置的 WiMAX 無線通訊網路道理是一樣的。

關鍵詞: 微波存取全球互通介面、長期演進 、正交分頻多工

ABSTRACT

In recent years, the wireless communication applications have caused globally widespread attention, included personal mobile telecommunication and the wireless local area networks. OFDM is a multicarrier modulation technique for high data rate transmission.

Although OFDM technique provides a lot of advantages in transmission, Suppression of high side lobes power in OFDM systems promotes the quality of the wireless transmission and enables higher spectral efficiency in the case of OFDM spectrum sharing systems .

This paper is conferred about the basic theory of RF module and design technologies of circuit, especially focused on the principles, analysis and design of RF circuit, and figure how reduce size of each circuit can proceed to the trend of miniaturization. The operating frequency range of WiMAX front-end module is 2.3~2.7 GHz.

Above all, the cost is the key to commercialize the wireless communication systems successfully or not, we just earned this lesson from how WiMAX set up in Taiwan.

Keywords: WiMAX，LTE ， OFDMA ，OFDM

誌 謝

承蒙指導教授田慶誠的提攜指導，此論文始能順利完成 。老師使學生我在課業 研究上、實務經驗上皆獲益匪淺，在學生的研究過程中，不僅運用到平時老師在課 堂上教導的相關基礎知識外，老師也常常提供多種應用設計上的思考方向，因此學 生的研究與學習上得以更加完整，特別感謝老師對學生的指導與鼓勵，使學生獲益 良多。

感謝戴仁倉，儲新正的熱心幫忙並互相討論與建議，及顏子揚、鄭名偉學弟等的 協助。讓我的論文順利完成，這是我學習生涯中一個重要的時期，也因為你們才更 加完整，充實。

感謝父母的懷抱提攜，你們多年來無悔的付出與家人的支持包容，是我持續於 個人的專業上精進的原動力。曾經幫助過、鼓勵過我的老師、朋友、長官及同事，

謝謝你們。

目 錄

1 摘要 ……… …. …..i

2 中文摘要……… ……. i

3 英文摘要……….…… … ii

4 誌謝……….…… … iii

5 目錄……… …..iv

6 表目錄……….………..…… …..vii

7 圖目錄………..…. …viii

8 論文本文……… ……1

第一章 緒 論………... ...1

1.1 緒言……….. …...1

1.2 研究動機與目標……….……… …2

1.3 章節簡介……….…….……… ...4

第二章 WiMAX 簡介……….…...5

2.1 IEEE 802.16 標準和 WiMAX 背景概論……….…………5

2.2 頻譜互通性規劃與頻寬定義 ………..…....7

2.3 WiMAX 中實體層簡介 ………..…..11

2.3.1 IEEE802.16 定義的實體層……….…………11

2.3.2 WiMAX 的 OFDM 系統參數……….…….………12

2.4 OFDMA 概述 ………..………..…..15

2.4.1 OFDM 的優勢 ……… …..16

2.4.2 OFDM 的存在缺點……….16

2.5 頻寬靈活性 ………..………...………...17

第三章 LTE (Long Term Evolution)簡介... .18

3.1 LTE 介紹... 18

3.2 LTE-Advanced 介紹... 21

第四章 射頻系統架構………..…………... 24

4.1 一般接收機架構……… ……….….. 24

4.1.2 鏡像頻率( Image frequency) ……… ….…25

4.1.3 選擇性( Selectivity )……….. ……26

4.2 直接降頻接收機架構………..… …....28

4.2.1 直流偏移(DC Offset)………. .…..27

4.2.2 I/Q 信號的不匹配( I/Q Mismatch ) ……….… ..…28

4.2.3 偶次階失真( Even-Order Distortion ) ……… …29

4.2.4 閃爍雜訊( Flicker Noise )……….………..… ..29

4.3 發射機 ………..……… 30

4.3.1 注入拉移現象( Injection Pulling ) ……… 30

4.3.2 峰值與平均功率比 (PAPR: Peak Average Power Ration ) 問題… 30 4.4 低雜訊放大器………..…... 30

第五章 射頻模組之實現及整合測試 ……….………. 34

5.1 設計評估 ……….……… 34

5.1.1 收發器單晶片介紹……… 34

5.2 元件選擇考量………35

5.2.1 功率放大器（AWT6264R）規格說明與參數量測………35

5.2.2 MGA645T6 的低雜訊放大器設計……… ………37

5.3.電路方塊圖……… ………38

5.3.1 RF 射頻模組方塊圖 I……… ………39

5.3.2 RF 射頻模組方塊圖 II……… ……..39

5.4 實際元件佈局方塊圖………..……… ……40

5.4.1 線路佈局要點……… .…..40

5.5 模組測試項目………41.

5.5.1 發射功率 & EVM 量測……… ……42

5.5.2 傳輸頻譜遮罩(Transmitter spectrum mask)……… …….44

5.5.3 頻率準確度量測……… ……46

5.5.4 傳輸功率平坦度量測……….… .…..47

5.5.5 平均功耗………47

5.5.6 流量測試……… … .47

5.5.7 RSSI 與 CINR 測試 ……… ….49

5.5.8 接收靈敏度測試……… …49

第六章 結論……….……..51

9 參考文獻……….………...….52

表目錄

表 2.1 IEEE 802.16 標準的基本特點………..……….……….. 6

表 2.2 固定式 WiMAX 頻譜互通性規劃……….…..7

表 2.3 移動式 WiMAX 互通性頻譜規劃………8

表 2.4 各國 WiMAX 頻譜規劃………....………...8

表 2.5 WiMAX 中使用 OFDM 相關參數……….……..……14

表 5.1 元件選擇表………35

表 5.2 阻抗對應表………. …. 36

表 5.3 儀器設備清單…….……… …..41

表 5.4 傳輸功率測試結果………42

表 5.5 傳輸功率為 23dB 5 下 EVM 測試結果………44

表 5.6 誤差向量幅度(EVM)測試標準………..…46

表 5.7 WiMAX 傳輸頻譜遮罩標準…………...44

表.5.8 ETSI 帶外功率遮罩標準………45

表.5.9 傳輸頻譜遮罩功率………..45

表 5.10 頻率準確度測試結果……….46

表 5.11 流量測試結果 BW: 10 MHz @ 2.55G band……….……….47

表 5.12 RSSI 測試與 CINR 測試………49

表 5.13 接收靈敏度測試結果………..50

圖目錄

圖 1.1 2008~2010 全球與臺灣通訊產值………...2

圖 1.2 系統級封裝(SiP)、系統級晶片(SOC)與3D IC技術………..….3

圖 2.1 OFDM符元在頻域上的呈現 ….………..……..…...13

圖 2.2 固定式 WiMAX 與行動 WiMAX 之間的比較……….….15

圖 2.3 OFDM 內的訊框分配……….….17

圖 3.1 通訊科技演進之概說圖………..……….……….…..18

圖 3.2 通訊服務趨勢圖………..………. ..19

圖 4.1 超外差接收機的基本方塊圖………..24

圖 4.2 混頻器前加上一個鏡像濾波器衰減鏡像頻率……….…….25

圖 4.3 直接降頻式接收機架構圖………..….……….….. 26

圖 4.4 直流偏移問題……….……….... 27

圖 4.5 直接轉換接收機架構……….…………... 28

圖 4.6 I /Q 信號經過相位或是增益不匹配電路時，顯示的星狀圖……….. 28

圖 4.7 在低雜訊放大器和混頻器中偶次階失真的效應………..….29

圖 4.8 單級串接放大器的雜訊指數 .…………..……….……….32

圖 4.9 兩級串接放大器的雜訊指數……..……….……….…….……..32

圖 4.10 多級串接放大器的雜訊指數 …………..……….………..……33

圖 5.1 放大器內部方塊圖及腳位說明……… 36

圖 5.2 PA 應用電路圖………..…37

圖 5.3 PA MASK 量測……….…. 37

圖 5.4 PA NF 量測……….…37

圖 5.5 MGA645T6 的低雜訊放大器………38

圖 5.6 LNA NF 量測………..38

圖 5.7 單一頻帶 2.3GHz~2.7GHz 1T2R 方塊圖…….………39

圖 5.8 雙頻帶 2.3GHz~2.7GHz ;3.3GHz~3.8GHz 2T2R 方塊圖…...………..39

圖 5.9 PCB 元件之擺放方塊圖………..………40

圖 5.10 PCB 電源層示意圖 I……….….. 41

圖 5.10 PCB 電源層示意圖 II………..….…41

圖 5.11 發射功率及& EVM 測試連接圖……… ………42

圖 5.12 64QAM 3/4 星狀圖……… ….…...43

圖 5.13 WiMAX 傳輸頻譜遮罩……… .….……44

圖 5.14 ETSI 帶外功率遮罩………45

圖 5.15 傳輸功率平坦度測試結果……… ………47

圖 5.16 以 FTP 軟體測試結果………...48

圖 5.17 接收靈敏度接線圖……….49

第一章 緒論

1.1 緒言

臺灣通訊產品的製造能力是全球有目共睹，如：無線區域網路、筆記型電腦等，

我國生產量與生產值都居全球之冠；此外，我國行動電話普及率也接近100%，亦名 列全球第二。基於我國資通訊產品的製造優勢與高普及率的行動電話用戶，2004 年 8 月行政院產業科技策略會議中，行政院國家資訊通信發展推動小組規劃行動生活產業 科技發展策略，期望以台灣資通訊產業所具備之快速跨產業整合能力，在台灣發展行 動生活產業時，以「創造優質行動環境與社會、成為全球領先的行動生活國家，以及 在全球行動生活產業中，成為技術領導者」為目標，政府在2005 年開始推動所謂的

「M-Taiwan」計畫，主要目標是建置寬頻網路「最後一哩(last mile)」，期能匯整科 技能力，提昇網際網路與無線上網的普及率及相關應用。目前「M-Taiwan」計畫已 到一個段落。緊接著行政院已開始積極推動「u-Taiwan」計畫。這項計畫的目標主要 是佈建最新的WiMAX 無線寬頻網路系統，是讓民眾隨時隨地都能取得網路服務，並 提升台灣WiMAX 產業的國際競爭優勢。

2009 年的 WLAN 11n 規格標準確立延續發展至 2010 年網通產業發展趨勢，新 興市場(Brazil、Russia、India、Indonesia)對 WiMAX 需求爆發，以及 IPTV 潮流帶動 STB 出貨成為網通產業年度穩定成長的黃金三角。加上創新應用加持帶動下，

Femtocell、智慧電網雙星報喜在全球無線整合優化網路與服務兩大產業的引領下，最 快於2010 下半年 Femtocell 市場將會起飛，預估 2010 年全球 FMC 與 Femtocell 相 關設備產值會大成長。目前歐、美、日等國之建置推動規劃，短期乃以建置智慧電表 為切入點，其後發展先進自動讀表的基礎建設，最後則運用智慧電網達到節能減碳之 政策目的。[1]

根據拓墣產業研究所 TRI 預測，2010 年全球通訊設備市場規模達 4,670 億美 元，年成長率 8.9%，主要動能來自中國、印度等新興地區對網路基礎建設之佈建需 求，帶動Ethernet LAN Switch 設備成長；此外隨著中國網通和中國電信陸續開出電 信標案，將使終端設備CPE (如 Wi-Fi ADSL Router 等)出貨將持續看好。

圖 1.1 2008~2010 全球與臺灣通訊產值[1]

1.2 研究動機與目標

無線傳輸科技成為本世紀通訊產業的重要指標，舉凡行動電話通訊系統、無線網 路設備、衛星通訊系統、遙測技術及軍用科技之導控系統，皆屬無線通訊科技相關產 業，然而射頻功率放大器模組(Radio Frequency Front-End Module)更為無線通訊系統 之關鍵核心技術，主導系統傳輸之效率、功能及技術規格，其影響所及，除無線通訊 系統傳輸距離之遠近、訊號之清晰與否、乃至耗用電源之效率高低，無一不是由射頻 功率放大器模組所主導，因此射頻功率放大器模組各項規格之優劣對無線通訊系統之 重要性，不可言喻。

隨著全球 WiMAX 網路商用化陸續啟用，其終端產品應用亦將趨多元化，加終

端消費電子產品對於輕薄短小造型與多元功能的追求永無止境，連帶促使「製程微縮」

和「系統整合」成為半導體產業發展的兩大趨勢， 拓墣產業研究所(TRI)指出，

系統整合三大技術：「系統級封裝(SiP)」、「系統級晶片(SOC)」與「3D IC」

圖 1.2，看似彼此競爭，實則相輔相成。不過假使以中小企業規模為主的台灣 IC 業 者，有意搶攻新興市場龐大之消費電子市場商機，短期間則以SiP 最有機會帶領台灣 業者，突破國際大廠的IP 包圍戰術而達陣成功。

圖 1.2 系統級封裝(SiP)、系統級晶片(SOC)與 3D IC 技術[1]

事實上，三大系統整合技術各有優缺點，例如在積體整合部分，SiP 具備絕對優 勢，整合密度、封裝微縮部分SoC 便占上風，3D IC 表現介於二者之間，但卻是未來 趨勢之一，其中又以SiP 和 SoC 的 SiP 由於具備積體整合特性，被廣泛應用在各種 微小化需求上，加上高密度與高傳輸的高階封裝製程，讓IC 在輕薄短小之餘，仍可 擁有更強大效能，同時SiP 提供了不同半導體製程技術以及不同功能晶片的整合封裝 方式，更拓展SiP 應用層面。因此本研究針對高頻功率放大器模組之量產需求，透過 跨領域技術整合，以提升產業界檢測能力，除能降低成本外，並能有效控管產品品質，

產業在市場之競爭力。促使強化製程微型化和系統整合化並提供系統品質及可靠度之 改善機制，而為一完整之量產系統。

1.3 章節簡介

本論文總共分為六個章節

第一章 緒論、研究動機與目標。

第二章 WiMAX 規範簡介。

第三章 LTE 規範簡介。

第四章 高頻元件原理與特性加以分析探討。

第五章 為本文之重點，說明測試規格來進行系統之各項功能驗證，以確認 Front-End Module 系統運作之可行性及準確性，並將驗證之各項量測數據加以探討分析。進行 量產量測，並方便產業進行良率改善之各項矯正與預防措施針對本研究之目的。

第六章 結論，並提出本研究之各項展望，以為未來進行相關研究者之參考方向。

第二章 WiMAX 簡介

2.1 IEEE 802.16 標準和 WiMAX 背景概論 [2]

IEEE 802.16 任務標準 在 1988 年所成立 其目的是發展無線寬頻介面標準經歷 多年發展終於誕生了，全球微波存取互通介面標準(Worldwide Interoperability for Microwave Access；WiMAX)是基於 IEEE 802.16 任務群組所發展針對無線都會區域 網路的標準，而此任務群組目的是發展無線寬頻的空中介面標準，而此標準也被 IEEE 與 ETSIHIPERMAN(High Performance Radio Metropolitan Access Network)組織 所採用。 一開始著重以點對多點直視性 (Light-Of-Sight ；LOS) 為基礎來發展，運 作在 10GHz~66GHz 頻帶的無線寬頻系統，其後來產生的標準就是完成在 2001 年 12 月，最原始的 802.16 標準。這個標準是基於單載波的實體層(Physical；PHY)，

和具衝突(burst) 的「分時多工」(Time Division Multiplexed; TDM)的 MAC 層。接著 又 公 佈 了 標 準 的 修 訂 版 802.16a ， 其 中 包 括 在 2GHz~11GHz 頻 帶 上 NLOS(Non-Line-Of-Sight) 應用，還也其實體層使用「正交分頻多工」(Orthogonal Frequency Division Multiple Access; OFDMA)技術。更進一步的修訂版則完成在 2004 年，這個新的標準稱作 IEEE802.16d-2004，不但取代之前所公佈的版本，更成為第 一 個 WiMAX 的 解 決 方 案 的 基 礎 。 早 期 的 WiMAX 解 決 方 案 是 基 於 IEEE 802.16d-2004，以用在定點的應用上為其目標，之後將這個稱作是「定點式 WiMAX」

(Fixed WiMAX) [3]。在 2005 年 12 月，又完成了 802.16e-2005，可視為 802.16-2004 的增訂版本，其中加強行動性的支援，又此版為 WiMAX 解決方案中為游牧式和行 動式的應用服務，故通常被稱為「行動式WiMAX」( Mobile WiMAX) [4]。以下是 IEEE 802.16 標準的基本特點[5]。

表 2.1 IEEE 802.16 標準的基本特點 [2]

標準 802.16 802.16-2004 802.16e-2005 (定點 WiMAX) (行動 WiMAX)

時間 2001 年 12 月完成 2004 年 6 月完成 2005 年 12 月完成 頻帶 10GHz~66GHz 2GHz~11GHz 定點式在2GHz~11GHz

行動式在 2GHz~6GHz

應用 定點直式性 定點非直式性 定點和行動的非直式

性

MAC 點對多點、網狀 點對多點、網狀 點對多點、網狀 架構

傳輸方法 僅有單載波 單載波、256 OFDM 或 單載波、256 OFDM 或 是 2048 OFDM 是可擴充式 OFDM 包 括 128、512、1024 或 是 2048 子載波。

調變 QPSK、16QAM、 QPSK、16QAM、 QPSK、16QAM、

64 QAM 64 QAM 64 QAM

略估數據 32Mbps~134.4Mbps 1Mbps-75Mbps 1Mbps-75Mbps 傳輸速率

多工 burst TDM/TDMA burst TDM burst TDM

/TDMA/OFDMA /TDMA/OFDMA

通道頻寬 20MHz、25MHz、 1.75MHz、3.5MHz、 1.75MHz、3.5MHz、

28MHz 7MHz、14MHz、 7MHz、14MHz、

1.25MHz、5MHz、 1.25MHz、5MHz、

10MHz、15MHz、 10MHz、15MHz、

8.75MHz 8.75MHz

指定的空 WirelessMAN-SC WirelessMAN-SCa WirelessMAN-SCa

中介面 WirelessMAN-OFDM WirelessMAN-OFDM WirelessMAN-OFDMA WirelessMAN-OFDMA

WirelessHUMAN WirelessHUMAN

(Wireless High-speed

Unlicensed MAN)

WiMAX 無 256 OFDM 的定點式 可擴充OFDMA的行動

的實作 WiMAX WiMAX

2.2 頻譜互通性規劃與頻寬定義

由IEEE 802.16-2004 標準 規定固定式 WiMAX 頻譜互通性規劃與頻寬定義如 表 2.2 所示，固定式 WiMAX 以傳輸頻段為 3.5 G 的通道頻寬有 3.5 MHz 與 7 MHz 兩種，而固定式 WiMAX 以傳輸頻段為 5.8 GHz 的通道頻 寬為 10 MHz，傳 輸子載波數目定為 256 FFT(Fast Fourier Transform)值，傳輸模式以支援分時雙工 TDD(Time Division Duplexing)與分頻雙工 FDD(Frequency Division Duplexing)。[6]

表 2.2 固定式 WiMAX 頻譜互通性規劃 [6]

Frequency band (GHz)

Channel

bandwidth (MHz)

OFDM FFT Size

Duplexing mode

3.5 3.5 256 TDD

3.5 7 256 TDD

3.5 3.5 256 FDD

3.5 7 256 FDD

5.8 10 256 TDD

移動式 WiMAX 頻譜互通性規劃如表 2.3 所示，衣不同的通道頻譜下，通道頻 寬有 3.5MHz、5 MHz、7 MHz、8.75 MHz 以及 10 MHz 五種，傳輸子載波數目定 為 512 FFT 值適用於較小 3.5MHz、5 MHz 的傳輸頻寬，而傳輸子載波數目定為 1024 FFT 值適用於 7 MHz、8.75 MHz 和 10 MHz 的傳輸頻寬、傳輸模式以支援分 時雙工TDD(Time Division Duplexing)為主。分時雙工通常比較常使用於通訊系統架 構，分頻雙工 FDD 未來可能也會依應用上須求開放某些特殊頻帶使用。

表 2.3 移動式 WiMAX 頻譜互通性規劃 [2]

WiMAX 目前已成國際發展的趨勢之一，以台灣為例，國家通訊傳播委員會組 織法(National Communications Commission; NCC )於 2007 年 7 月發放南北區域共 六張 WiMAX 頻譜執照，規劃 3.4～3.7GHz 頻譜為固定式 WiMAX 傳輸頻 段，規劃 2.5 ~ 2.69 GHz 頻譜用作商用 WiMAX 傳輸頻段[7]。

表 2.4 各國 WiMAX 頻譜規劃

Frequency Band 2.3~2.4

GHz

2.5~2.69 GHz

3.3~3.4 GHz

3.4~3.6 GHz

3.6~3.8 GHz

5.725~5.85 GHz Frequency

band (GHz)

Channel bandwidth (MHz)

OFDM FFT Size

Duple xing

5 512 TDD

2.3-2.4 10 1024 TDD

8.75 1024 TDD

2.305–2.320 3.5 512 TDD

2.345-2.360 5 512 TDD

10 1024 TDD

2.496–2.690 5 512 TDD

10 1024 TDD

5 512 TDD

3.3-3.8 7 1024 TDD

10 1024 TDD

3.6-3.8 5 512 TDD

3.4-3.6 7 1024 TDD

3.6-3.8 10 1024 TDD

American

V V V V

3.45-3.65GHz (RSS-192) 2.5-2.6GHz

(RSS-193) 2.305-2.320 &

2.345-2.365GHz (RSS-195)

Brazil

V V V

2500-2690MHz 3400-3600MHz 5725-5850MHz

US

V V V V

2.3-2.36GHz (FCC 27D) 2.5-2.7GHz (FCC

27M) 3.65-3.7GHz (FCC

90z) 5.8 GHz (FCC Part

15C/15E)

Argentina

V V V

2500-2686MHz 3400-3600MHz 5725-5850MHz

Mexico

V V V

2500-2690MHz 3400-3600MHz 3600-3700MHz 5725-5850MHz

Colombia

V V

3400-3492MHz 3500-3592MHz 5725-5850MHz

Peru

V V V V

2200-2400MHz 3400-3600MHz 5725-5875MHz American

Chile V 3400-3600MHz Japan V 2535-2605MHz Indonesia V V V V V 2.3GHz or 3.3 GHz Korea V 2300-2390MHz Asia

V V

(Subscriber) IS 2045-0 (Base

Satation)

Malaysia

V V

2300-2400MHz 2504-2688MHz 3400-3600MHz 3600-3700MHz 5725-5875MHz

Singaproe

V V V

2300-2350MHz 2516-2678MHz 5725~5850MHz

Thailand

V V

At the moment Wimax is on trial basis at

Chiang Mai area China V V not permitted

Pakistan V 3411.75-3432.75MHz 3511.75-3532.75MHz

Saudi V V V 3.5 GHz

India V V V 3.3 GHz/5GHz

Russia

V V V V

2300-2400MHz 2500-2700MHz 3300-3800MHz 5150-6080MHz 5150-6400MHz 10.15-10.65GHz 24.5-26.5GHz

Poland

V V

3410-3500MHz 3510-3600MHz 3600-3700MHz 3700-3800MHz

Italy

V

3425-3500MHz 3525-3600MHz 3608-3800MHz

Spain V 3400-3600MHz France V 3410-3600MHz

Europe

3580-3600MHz Ireland V V V 3410-3435MHz

3475-3500MHz 3510-3535MHz 3540-3600MHz 3610-3700MHz 3700-3800MHz Germany V V V 3400-3600MHz Australia V V V Did not have final

std. to follow.

New

Zealand V V V V Did not have final std. to follow.

2.3 WiMAX 中實體層簡介

2.3.1 IEEE802.16 定義的實體層

IEEE802.16 的標準定義了四種實體(PHY)層，其中任何一種都可以與「媒體存取 控制」(Media Access Control；MAC)層搭配發展成一寬頻無線系統。在 IEEE 802.16 中所定義的實體層如下：

(1) WirelessMAN SC：是一種單載波的實體層，其預期在直視性(LOS)條件下且高於 11GHz 的頻率上運作。這也是最原始 802.16 實體層規格。

(2) WirelessMAN SCa：是在頻率 2GHz 到 11GHz 之間點對多點單載波實體層運作。

(3) WirelessMAN OFDM：是在頻率 2GHz 和 11GHz 之間點對多點，256 點的 FFT 型的OFDM 實體層，但仍可在非直視性(NLOS)條件下運作。這最後決定在 IEEE 802.16d-2004 規格中，且也為 WiMAX 採用當作定點式的應用，即固定式 WiMAX(Fixed WiMAX)。

(4) WirelessMAN OFDMA：是頻率 2GHz 和 11GHz 之間點對多點，2048 點的 FFT OFDMA 實體層，且可運作在非直視性條件下。在 IEEE 802.16e-2005 的規格中，

這個實體層修改成「可擴充的 OFDMA」(Scalable OFDMA；SOFDMA)，其 FFT 大小可以在 128、512、1024 和 2048 間擇一選用。利用這變動的 FFT 值可 以 來進行優化操作和在大範圍通道頻寬和無線電條件下進行實作。此實體層由 WiMAX 採用當作行動式和可攜式的應用，即行動式 WiMAX(Mobile WiMAX)。

[8]

2.3.2 WiMAX 的 OFDM 系統參數[2]

802.16d 固定式 WiMAX 實體層以 IEEE 802.16-2004 為標準是採用固定 FFT 256 值，其中 192 個數據子載波，是用來承載數據的通道，8 個是導航子載波，用來承 載導航符號，其目的是作為通道估測和通道追蹤之同步，剩下的子載波則當作保護頻 帶，不分配任何的功率，包括了導航子載波和兩旁邊緣的保護子載波，因為導航子載 波不會進行調變，以防止任何飽和效應或在放大器過量的功率，符元在頻域上的呈現 如圖 2.1。

圖 2.1 OFDM 符元在頻域上的呈現

因為 FFT 大小值是固定的，所以子載波的間隔會因通道頻寬而變動。當使用較大的 頻寬時，子載波的間隔 Δf 也會變大，即符元時間(Symbol time)會變小，因此需要給 予較長的保護時間(Guard Time)來克服延遲展延(Delay spread)的問題，較長的保護時 間其結果就會降低單位時間的資料傳輸率(Data Throughput)。因此在規劃系統建置 時，必須在頻譜的使用效率與多路徑時間延遲展延效應兩者之間取得一個平衡。

如表 2.5 行動式 WiMAX 的保護時間是由 1/4 到 1/32 很大的調整，可供作為 頻譜的使用效率和多路徑時間延遲展延間做出權衡考量。在行動式的WiMAX 實體層 中，其FFT 值 可以在 128 到 2048 之間變動，並隨著可動態得到頻寬的增加，FFT 的值也會增加，每個子載波間隔仍維持 10.94KHz，OFDM 的符碼時間長度若維持不 變時 影響上層資料通道不大但此設計可保持較低價成本[9]。達道行動式與固定式 WiMAX 實體層環境共同運作，行動式 WiMAX 使用 10.94KHz 的子載波為間隔也就 是說在頻道寬度在 1.25MHz、5MHz、10MHz 和 20MHz 時，其 FFT 數值可以分 別為 128、512、1024 和 2048。以下表 2.5 為 WiMAX 中使用 OFDM 相關參數。

參數 定點式 WiMAX 行動式

OFDM-PHY WiMAX OFDMA-PHY

FFT 大小 256 128 512 1024 2048 使用資料子載波的數量 192 72 360 720 1440 導航子載波數量 8 12 60 120 240 空/保護頻帶次載波的數量 56 44 92 184 368 保護時間(Tg/Tb) 1/4、1/8、1/16、1/32

超取樣率(Fs/BW) 視頻寬而定：1.75MHz的倍數為8/7，另外1.25MHz、

PS:視頻寬而定 1.5MHz、2MHz 或 2.75MHz 的倍數則為 28/25 通道頻寬(MHz) 3.5 1.25 5 10 20 次載波頻率間隔(KHz) 15.625 10.94

有效符碼時間(uS) 64 91.4

保護時間為12.5%(uS)時 8 11.4 OFDM符碼時間長度(uS) 72 102.9 5ms 訊 框 中 OFDM 符 碼 數69 48

表 2.5 WiMAX 中使用 OFDM 相關參數 [2]

圖2.2 固定式 WiMAX 與行動 WiMAX 之間的比較[9]

根 據 以 上 所 提 的 子 載 波 可 以 再 進 一 步 分 成 幾 個 子 載 波 群 組 ， 稱 作 次 通 道 (Subchannel)。定點式的 WiMAX 設計是以 OFDM-PHY 架構為主，允許在上行鏈路 (Uplink)中以有限度的次通道化組合。在標準中定義了 16 個次通道，即可以用來指 配給用戶台(Subscriber Station SS)在上行鏈路中 1、2、4、8 或全部的次通道。在定 點式 WiMAX 中，允許用戶台只用一小部份的基地台所分配的頻寬來進行傳輸。在 OFDMA-PHY 的行動式 WiMAX 則允許上行和下行鏈路的次通道化，因此次通道化 成了基地台分配資源時，最小頻率的資源單位。因此不同的次通道可能分配給不同的 用戶當作一種多重存取的機制，也就是正交分頻多重存取(Orthogonal Frequency Division MultipleAccess，簡稱 OFDMA)。次通道可能由連接的次載波，或是近似隨 機分佈在這個頻帶內的任何次載波所組成。因為次通道是由分散的次載波所組成，也 進一步提供了頻率的分集(frequency diversity)，這對行動性的應用特別有幫助。

WiMAX 基於不同分佈的載波，定義了一些對上行和下行鏈路的次通道化方法。

量

2.4 OFDMA 概述

OFDMA 以正交頻分多工(OFDM)為基礎。在 ADSL、Wi-Fi、DVB-H 及其它高速 數位傳輸系統中且已應用。因此，蜂巢式無線傳輸系統領域架構開始被應用於固然式 的WiMAX 802.16d 上。該無線傳輸系統技術提供無線高速網際網路接取替代方案─

如取代ADSL 有線數據接取技術地區提供服務。

在 OFDM 中，採用快速傅立葉變換(FFTs)將可用頻寬分成數學上正交的許多小 頻寬。而經過衰弱信道和快速傅立葉反轉換(IFFT)的重組是完成資料傳送目的。FFT 和IFFT 都是已定義完善的演算法，當大小為 2 的整數倍時，可被非常高效地實現 製 作設計上價格便宜。 在 OFDMA 子載波被組合成稱為副通道的更大單元，這些副通 道進一步被組合成可分配給無線用戶的‘大量資訊’(bursts)。每個大量資訊的分配可在 訊框間及該調變等級內改變，允許基地台根據目前的系統需求動態調整頻寬用法。另 外，由於每位用戶只佔用整體頻寬的一部份，所以，根據目前的系統需求還可調節每 個用戶的功率。基於不同用戶的特殊應用(如語音、串流視訊或網際網路接取等)，服 務品質(QoS)是另一個可被採用的特性。圖 2.3 OFDM 內的訊框分配 [2] [10]

圖2.3 OFDM 內的訊框分配

2.4.1 OFDM 的優勢

(1) 降低對多重路徑傳播干擾 (2) 高效率的頻譜使用方式

(3) 抵抗頻率選擇性衰落 實現 MIMO 技術

多徑效應來自發射和接收器間自由通道反射，其中，發射訊號會在不同時刻到達 接收器。分離各反射的時間跨度被稱為延遲擴展。當延遲擴展與發送的符號時間大致 相等時，這種干擾有可能引發問題。OFDMA 的符號時間大致在 100 微秒，因此多徑 現象的影響不太嚴重。為降低多徑效應影響，在每一符號後插入一個約10 微秒、稱 為循迴字首的保護頻帶。使每個 OFDM 符碼能與之前之後 符碼獨出出來。OFDM 的另一項優勢是採用了先進的多天線訊號處理技術。多輸入多輸出(MIMO)處理和波 束成形(一般稱為 AAS)是兩種最常用的技術。在 MIMO 中，系統接收自一個發射天 線的訊號與接收自另一個發射天線的訊號會有相當差異。

在室內或建築密集的都市，因為在發射和接收器間存在許多反射和多徑，所以這 種情況非常普遍。在這種情況下，每個天線能以相同頻率發送另一個不同訊號，且在 接收器端透過訊號處理後，還可恢復該訊號。在某種應用中，結合 MIMO 和波束成 形也是可能的，特別是在4 天線系統中。一個理想的系統應根據其特性進行切換以便 在不同模式運作。[10]

2.4.2 OFDM 的存在缺點

(1) OFDM 對系統頻率偏移敏感問題 (2)存在較高的均峰值 (PAPR)

接收端接收訊號後，若符元取樣同步時間發生偏移，造成子載波頻率失去正交 性產生載波間干擾。而符元時間取樣超過保護區間長度，兩筆符元資料交疊造成碼際 干擾。OFDM 利用正交子載波傳輸資料，因此傳輸端與接收端的頻率震盪若發生偏 移 ， 破 壞 子 載 波 之 間 的 正 交 性 ， 或 因 傳 輸 環 境 對 子 載 波 頻 率 造 成 都 卜 勒 頻 移 (DopplerShift)，都會導致載波間干擾問題。

OFDM 子載波可以按兩種方式排列：集中式(Locolized)和分布式(Distributed)。

集中式即將若干連續子載波分配给一個用户，這種方式下系统可以通過頻域調度 (scheduling)選擇較優的子載波组(用戶)進行傳輸，另外，集中方式也可以降低信道估 計的難度。但這種方式，用戶平均性能略差。

OFDM 系统由於發送頻域信號，峰平比(PAPR) 較高，反而會增加了發射機功放 的成本和耗電量，不利於在上行鏈路實現(终端成本和耗電量受到限制)。在未來的上 行移動通信系统中，很可能將採用改良型的OFDM 技術，如 DFT-S-OFDM 或帶有降 PAPR 技術的 OFDM。[10]

2.5 頻寬靈活性

如上所述，OFDM 和 OFDMA 可以使系統容易地適應可用頻譜達到良好互通性 且行動式 WiMAX 有兼容特性。3GPP (LTE)和 WiMAX 都表示，其發展的長期目標 是支援頻寬從 1.25 到 20MHz 間的分配。但 LTE 選用的上行鏈路發送機制是最新的 SC-FDMA(單載波 FDMA)，也稱為 DFT 擴展 OFDM。另外，這兩種系統都同時支援 時分雙工及分頻雙工。所有這些便利的靈活性將使服務供應商根據市場需求在不同地 區以不同方式推出不同的4G 系統。

第三章 LTE (Long Term Evolution) 簡介

3.1 LTE 介紹

LTE 與 WiMAX，以及 3GPP2 的超行動寬頻（Ultra Mobile Broadband，UMB）

技術常一起被稱為 4G，過去的 3G 技術是指同一無線網路提供語音和數據通訊，但 到了 4G 時代則變成為全數據網路，LTE 是由 3GPP 所制定的技術標準，向下兼容 ( HSPA 以及其他 2G 或 3G 系統 ) ,用 OFDM 和 MIMO 作為其無線網絡演進的唯一標 準，在 20MHz 頻譜帶寬下能夠提供下行 100Mbit/s 與上行 50Mbit/s 的峰值速率，是 針對移動通訊的高速寬頻化所改進的新技術[11]。如圖 3.1 通訊科技演進之概說方塊 圖

圖3.1 通訊科技演進之概說圖 資料來源:資策會

3GPP 成立於 1998 年，由歐洲、美國、日本、中國以及韓國等眾多行動設備製 造大廠組成，是當前行動通訊領域最重要標準組織之一，共制訂過 GSM、GPRS、

EDGE、W-CDMA、HSPA、LTE(長程演進技術，Long Term Evolution, LTE)等標 WM

Mbps

1 1 10

0,

Outd oor

Fixed Walk Vehicle

Indo or

Fixed/

Desktop Walk

Mobilit

3G/U MTS

WLAN 802.11

g

LA 802.1

1a 802.1

1b Bluetooth

DEC 2G/GSM /GPRS /EDGE AMPS

4G/WiMAX/LTE

準，目前正進行 LTE–Advanced ( LTE - A) 標準制訂，提出一個滿足 ITU-R ( 國際電 信聯盟無線電通訊部門，International Telecommunication Union, Radio communication Sector，ITU-R ) 要求的 4G 行動標準。這些標準的用戶在全球行動通訊市場佔有率 超過 8 成。[11]

圖3.2 通訊服務趨勢圖 資料來源:資策會

目前 3GPP 於 2009 年 10 月發表了最新的 LTE-Advanced 版本 R10，預計將於 2010 年十月 3GPP 會議發佈第一版的無線接取技術白皮書，2011 年制定完成全部標 準[12][13]，可作為未來最後一哩的解決方案。

LTE 將是一個完全以 IP 方式運作的無線行動網路，此稱之為「All IP Network；

AIPN」，不像現有的 3G 系統是在交換式線路運作外再部分加搭 IP 式網路來提供數 據、多媒體服務。此外在空中介面方面也換新，預計 3GPP R8 會改用 E-UTRA

（Evolved UTRA，UTRA 為 UMTS Terrestrial Radio Access），原有的 3G 則是用 UTRA，同時也如 HSOPA 般使用 OFDM 調變，包括下行部分可以使用 QPSK、

16QAM、64QAM 等調變方式，上行則允許使用 QPSK 與 16QAM，這些都比 HSDPA、HSUPA 更為進步。同樣的，3GPP LTE 與之前談論的 HSOPA 一樣，講究 頻譜資源的運用、調度彈性，每個通道允許 1.25MHz～20MHz 不等的調整縮放。另 外，基地台方面將針對 5 公里、30 公里等覆蓋距離進行最佳化，並最遠可以達 100 公里的覆蓋距離，在 100 公里的距離內仍然能夠有可以接受的傳輸速率。進一步 的，3GPP LTE 也會強化與過往系統（即是指 GSM、GPRS、WCDMA 等等）的共

Internet PSTN 1G

網路融合 2G 2.5G

廣電網路

電信網路與 IP網路融合

廣電網路與 IP網路融合

3G

Triple Play Voice

Data

Video

Data

Voice

Data

Voice

Video

VoIP Application

IP-based Video Application 3.5G

4G 3.75G

3.9G

存並用性。 [13]

整理 LTE 主要關鍵技術有[14] [15]

1. 通信速率有了提高，下行峰值速率為 100Mbps、上行為 50Mbps 下鏈傳輸採用 OFDMA 技術和 DFT - S - OFDMA（又名單載波）的上鏈傳輸。

2. 提高了頻譜效率 頻寬範圍從 1.25 MHz 到 20 MHz。

3. 以分組業務為主要目標，系統在整體架構上將基於分組交換 支援兩種 TDD 和 FDD 模式。

4. QoS 保證，通過系統設計和嚴格的 QoS 機制，保證即時業務(如 VoIP)的服務品 質。

5. 系統部署靈活，能夠支援 1.25MHz-20MHz 間的多種系統帶寬。

6. 降低無線網路時延：解決了向下相容的問題並降低了網路時延。

7. 增加了社區邊界數據流量，在保持目前基站位置不變的情況下增加社區邊界數據 流量。

8. 強調向下相容，支援已有的 3G 系統和非 3GPP 規範系統的協同運作。 與 3G 相 比，LTE 更具技術優勢，具體體現在：高數據速率、分組傳送、延遲降低、廣域 覆蓋和向下兼容。

3GPP 就 LTE 系物理下行方案很快達成一致，採用先進成熟的 OFDMA 技術；

但上行方案不一，大部分設備商考慮到 OFDM 高的峰均比會增加終端的放大器成本 和功率消耗，限制終端的使用時間，堅持用峰均比低的波方案 SC-FDMA，但一些 WiMAX 的公司卻認為可以採用濾波方法有效降低 OFDM 峰均比。雙方各執己見，

經過多次會議的艱苦協商，最後上行方案選擇了單載波 SC-FDMA。這樣 LTE 系統 傳輸方案最終確定為下行 OFDMA 和上行 SC-FDMA。採用宏分集問題上也產生了 激烈的爭論，最終考慮到網絡結構扁平化，分散化的發展趨勢，決定 LTE 系統暫不 考慮宏分集技術。

OFDM 技術是 LTE 系統的技術基礎與主要特點，OFDM 系統參數設定對整個系 統的性能會產生決定性的影響，其中載波間隔又是 OFDM 系統的最基本參數，經過 理論分析與仿真比較最終確定為15kHz。上下行的最小資源塊為 375kHz，也就是 25

Prefix（CP）的長度決定了 OFDM 系統的抗多徑能力和覆蓋能力。長 CP 利於克服 多徑干擾，支持大範圍覆蓋，但系統開銷也會相應增加，導致數據傳輸能力下降。

為了達到小區半徑100Km 的覆蓋要求，LTE 系統採用長短兩套 Cyclic Prefix 方案，

根據具體場景進行選擇：短 CP 方案為基本選項，長 CP 方案用於支持 LTE 大範圍 小區覆蓋和多小區廣播業務。

MIMO 作為提高系統輸率的最主要手段。LTE 已確定 MIMO 天線個數的基本 配置是下行 2×2、上行 1×2，但也在考慮 4×4 的高階天線配置。北電的專利技術虛 擬MIMO 也被 LTE 採納作為提高小區邊緣數據速率和系統性能的主要手段。另外，

LTE 也正在考慮採用小區干擾抑制技術來改善小區邊緣的數據速率和系統容量。 高 流量傳送輸率是LTE 下行鏈路需要解決的主要問題。為了實現系統下行 100Mbps 峰 值速率的目標，在 3G 原有的 QPSK、16QAM 基礎上，LTE 系統增加了 64QAM 高 階調制。LTE 上行方向關注的首要問題是控制峰均比，降低終端成本及功耗，目前 主要考慮採用位移 BPSK 和頻域濾波兩種方案進一步降低上行 SC-FDMA 的峰均 比。LTE 除了繼續採用成熟的 Turbo 信道編碼外，還在考慮使用先進的低密度奇偶 校驗（LDPC）碼。3GPP LTE 接入網在能夠有效支持新的物理層傳輸技術的同時，

還需要滿足低時延、低復雜度、低成本的要求。

3.2 LTE-Advanced 介紹

LTE-Advanced 為 3GPP 為符合 ITU-R 所提出的 IMT-Advanced 下世代傳輸標準 所制定的協定。LTE 本身可以作為滿足 IMT-Advanced 需求的技術基礎和核心，其中 重要的原則為向下相容，符合 2G 與 3G 以下的 GSM 傳輸系統。基本傳輸數據如下:

靜止時最高傳輸速度可達 1Gbps，120Km/hr 動態移動時可達 100Mbps，350Km/hr 不 斷線；單一 BS 涵蓋範圍達到 100KM ， 此處為直線傳播( Line-of-sight, LOS)狀態，

非直線傳播( Non-Line-of sight, N-LOS)狀態依照不同規格參數與環境有所不同，約為 0.5~10KM。由於 LTE-Advanced 的高傳輸設計允許更大的頻帶寬 ( bandwidth )，達 到了 40MHz，60MHz，甚至更高。將導致可用的頻譜功率強度降低，低頻譜區帶大 多已經劃分給 3G 以下規格使用而不敷使用，符合 LTE-Advanced 需求的頻帶寬多數 屬於高頻譜區帶，使用高頻譜傳輸 ( 3~5GHz 區段頻譜 ) 物理性能有著比低頻譜 ( 如

2G 或 3G 通訊系統主要使用的 1GHz~3GHz ) 更嚴重的衰減問題，因此 LTE- Advanced 發展許多的技術用以解決頻譜不足以及訊號衰減的問題[16]。

整理 LTE-Advanced 主要關鍵技術有五點[17]：

1. 多頻段協同與頻譜整合

多頻段層疊無線接入系統：高頻段優化的系統用於小範圍區域、室內和家庭基站

（Home BS）等場景採用階層式的架構( Hierarchical Cell Structure, HCS)，基於低 頻段的系統為高頻段系統提供“Base”，填補高頻段系統的覆蓋空洞和高速移動用 戶 ，頻寬集成（Carrier Aggregation）：將相鄰的數個較小的頻帶整合為 1 個較大 的頻帶 。

2. 中繼（Relay）技術：Relay Station (RS): 改善覆蓋和提高容量 Reapter Layer 1 RS (AF amplify-and-forward)增強 Reapter Layer 2 RS 和 Layer 3 RS (DF decoded- and-forward)，其中 Layer 2 爭議較大 ，RS 新的干擾源，需要新的結構和資源調 度，採雙工方式等. 。

3. 協同多點傳輸 : CoMP，Coordinative Multiple Point 類似於分布式天線階層式架構 可配合各種不同的區域使用特性而配置不同服務品質，提升系統使用效率與品 質，增強服務，尤其是band-edge 地區。

4. 家庭基站帶來的挑戰 :密集部署、重疊覆蓋會造成很復雜的干擾，家庭基站的所有 權變化，運營商可能部分的喪失網段優化的控制權，更增加了干擾控制和接入管 理的難度。

5. 物理層傳輸技術 :上行 OFDMA 代替 SC-FDMA(DFT-S-OFDM) 以小區間區域干擾 抑制技術達到聯合檢測和干擾消除，在各種 4G 技術中已經確立了 OFDMA 的技 術架構，階層式中繼站可在兼顧成本效益下實現該技術架構。

BS 與 UE 無線訊號藉由 RS 來傳遞，可使 UE 有更好的接收品質。由於 LTE- Advanced 使用 OFDMA 技術，靠近 BS 的中心區域與邊緣區域的傳輸速率仍有極大 的差距，BS 不使用 RS 的情形下只能使用功率與頻譜的控制，LTE-Advanced 允許 採用穿透力高的不同頻譜或功率增益( 發送高功率)的方式來因應邊緣區域的 UE 傳 輸，即使如此，該細胞中心與邊緣區域傳輸速率仍可達到30 倍以上的差異，而且在

利用 RS 的架構，將可使 BS 細胞中的資源配置更為靈活，讓無線資源做更有效 的利用，將 BS 用來規劃大範圍的區域服務，而 RS 用來提升小區域中的容量或整體 覆蓋率。例如邊緣區域可讓 RS 與 UE 使用相同的頻譜，RS 與 UE 的傳輸只需要調 整適當的功率增益，即可達到提升傳輸速率的效果，且降低對 BS 內 UE 的干擾程 度。相同的資源配置也可以使用在頻率分配上，可將穿透力高而傳輸速率低的頻率 用於遠距離的區域傳輸，而傳輸速率高卻穿透力差的頻率可用於近距離的傳輸。[11]

第四章 射頻系統架構

在做系統規劃之前，必須先決定收發系統的架構。射頻收發系統大致可分為直 接升降頻架構和超外差升降頻架構。直接升降頻架構所需元件少，但是會有直流偏 移、偶次階失真、相位與振幅不平衡、顫動雜訊等問題。超外差升降頻架構，其優 點是提供較大的動態範圍和較高的靈敏度。但是需要較多的元件，而且在選擇中頻 時，要避免因交互調變造成接收靈敏度變差的情形。以下對超外差升降頻架構與直 接升降頻架構作進一步說明。

4.1 一般接收機架構

4.1.1 超外差接收架構[20]

超外差式接收機架構是先將接收到的射頻訊號轉換至中頻，經過中頻濾波與放 大的處理訊號，再將訊號降至基頻，供基頻內部解調器進行訊號解調還原，一般數 位調變訊號在第二次降頻後都以 I (In-phase)和 Q (Quadrature)信號的方式傳送到基 頻。圖 4.1 超外差式接收機之架構 經過第二次降頻的示意電路。

圖 4.1 超外差接收機的基本方塊圖

傳統的接收機，一般採用超外差接收技術，超外差接收機可採用一個中頻或兩 個中頻的架構逐步降頻；超外差接收機無論在接收靈敏度、選擇性及射頻放大器穩 定性上都有相當優越的表現，因此傳統的接收機，大都是採取超外差架構。超外差 接收機將天線收到的射頻 RF 訊號與本地振盪（LO）訊號混頻，並將訊號頻譜轉換 到中頻（IF），然後進行解調而得到發訊端的基頻訊號。超外差方式的最大優點是 選擇性，也就是在強干擾訊號下，小信號的處理和選擇能力很優秀，若經過兩次變 頻(IF)，可以獲得更高的選擇性。中頻濾波器一般均使用表面聲波濾波器(SAW)，以 獲得較佳頻道選擇和防止鄰頻互調干擾。超外差方式的主要缺點是：可變頻率射頻 放大器不穩定，很容易引起振盪 ,尤其可變頻率射頻放大器線路很複雜，也很不穩 定。 對中頻鏡像訊號太靈敏，進而造成接收機靈敏度的降低，且中頻鏡像濾波器須 使用大量的被動元件，更由於兩次混頻需要額外的 VCO 和 PLL，所以需外加許多 元件，以致無法將消耗功率有效地減小、設計電路之面積減小，導致成本無法降低 等缺點。

4.1.2 鏡像頻率( Image frequency)

因混頻器(Mixer)為非線性電路，所以當兩個信號(ω1、ω2)，進入混頻器後會產 生交互調變，其中第二階交互調變衍生信號，產生兩輸入信號的和差，即 ωRF

=ω1±ω2。混頻器就是利用其原理，使頻率升降頻。若其第二階交互調變衍生信號會 對中頻造成干擾稱為鏡像頻率。如圖 4.2 所示為消除鏡像頻率的方法，可以在混頻 器前面加一個濾波器，此濾波器稱為鏡像濾波器(Image Reject Filter)，其特點是在鏡 像頻率處，相對於所要通道的衰減量衰減的特別兇。且當選擇的中頻越高時，鏡像 頻率離所要的通道越遠，濾除鏡像頻率的效果也越好。

圖4.2 混頻器前加上一個鏡像濾波器衰減鏡像頻率

4.1.3 選擇性( Selectivity )

對其他訊號的抑止能力稱為選擇性。抑止能力越強，選擇性越好。因通道隔鄰 干擾，會和所要的通道一起經過混頻器降頻到中頻，而在中頻附近形成干擾。因此 在混頻器後加上一個頻道選擇濾波器(Channel Select Filter) 以濾除中頻附近的干擾。

因為要把中頻附近的干擾濾掉，所以需要非常高 Q 值的濾波器，即有較高的裙帶因 子(skirt factor)，一般是選用表面聲波濾波器(SAW filter)做為頻道選擇濾波器。

4.2 直接降頻接收機架構

直接降頻式接收機架構 (Direct-Conversion Architecture) 又稱為零中頻架構 (Zero-IF Architecture)，直接降頻式接收機 因射頻頻率直接降到基頻 故會對射頻(RF) 調變載波直接加以解調變為基頻頻率，其中訊號亦會被直接偵測，所欲傳送的訊息 也會被直接復原，毋須增加中頻 (IF)電路 。因此可顯著降低零件的使用數量，進而 成為了極具吸引力的解決方案。採用直接轉換架構也使得設計人員可忽略超外差架 構所造成的鏡像問題。

圖4.3 直接降頻式接收機架構圖

4.2.1 直流偏移(DC Offset)

如圖 4.4 所示，當本地振盪信號溢漏(Local Leakage)到 LNA 輸入端和 LNA 輸 出端時，溢漏的信號和本地振盪在 混波器輸出端混出直流信號，或則當干擾信號從 LNA 輸出端溢漏到本地振盪時(Interferer Leakage)亦會在 LNA 輸出端 點混出直流信 號。這些現象稱為自我混頻(Self-Mixing)。這些情形可能使隨後的電路飽和，或是干 擾所要的信號[20]。

圖 4.4 直流偏移問題

4.2.2 I/Q 信號的不匹配( I/Q Mismatch )

當 I/Q 信號經過相位或是增益不匹配電路時，同相和正交的兩個支路不一致

（例如，混頻器的增益不同，兩個本振信號相位差不是嚴格的 90°）I/Q 信號的星狀 圖(Constellation) 會失真，位元錯誤率因此上升。圖 4.6 是 QPSK 信號經過相位和增 益不匹配電路時，所產生的失真星狀圖。而在超外差架構中，因 I/Q 信號是經由中 頻降頻而成的，降頻的頻率比在直接轉換架構中，由射頻直接降頻的頻率還要來的 低，且在分離 I/Q 信號後所用的電路比在直接轉換架構中還要少，所以比較沒有 I/Q 不匹配的情形。

圖4.5 直接轉換接收機架構

4.2.3 偶次階失真( Even-Order Distortion )

一般的射頻接收機僅對奇次互調的影響較為敏感。在零中頻結構中, 偶次互調 失真同樣會給接收機帶來問題。如圖 4.7 所示為當有兩個干擾信號，很接近所要的 信號時，經過低雜訊放大器後，產生的第二階交互調變衍生信號如果很接近直流 時，又經過混頻器溢漏到混頻器的輸出端，而對降頻後所要的信號產生干擾，是為 偶次階失真。實際上，混頻器也同樣有這問題存在，偶次失真的解決方法是在低噪 放和混頻器中使用全差分結構以抵消偶次失真。

圖4.7 在低雜訊放大器和混頻器中偶次階失真的效應

4.2.4 閃爍雜訊( Flicker Noise )

閃爍雜訊為低頻雜訊，功率頻譜密度和頻率成反比(1/f)，其大小隨著頻率的降 低而增加 所以直接降頻到直流時，顫動雜訊會使得訊號雜訊比降低，主要集中在低 頻段。閃爍噪聲對搬移到零中頻的基帶信號產生干擾，降低信噪比。通常零中頻接 收機的大部分增益放在基帶級，因此有用信號經下變頻後的幅度僅為幾十微伏，噪

且設計時應儘量減小混頻器的噪聲。故一般在低雜訊放大器及混頻器的地方把增益 提高，來解決顫動雜訊所帶來的問題，例如使用主動式混頻器來取代被動式混頻 器。

4.3 發射機

4.3.1 注入拉移現象( Injection Pulling )

而 injection pulling 則是指，若干擾訊號功率足夠大其頻率與振盪器自由振盪頻 率的距離夠近但不足以使振盪器鎖定時，振盪器的頻率可能會往溢漏訊號頻率的方 向漂移。並將會發生某種週期性變化的現象導致本地振盪,因此對通訊系統的訊號品 質極為不利。

4.3.2 峰值與平均功率比 (PAPR: Peak Average Power Ration )問 題

OFDM 訊號是由多個獨立且經過調變的子載波訊號相加而成的，這樣所合成的 訊號可能產生比較大的峰值功率(peak power)，因此會產生較大的峰值對平均值 功率 比(Peak-to-Average Power Ratio; PAPR)。由於一般的功率放大器都不是線性 的，而 且其動態範圍也是有限的，所以當訊號通過功率放大器的時候，太大的 PAPR 會使 功率放大器出現非線性失真，導致相鄰載波間產生干擾而失去正交性。

4.4 低雜訊放大器( LNA ；Low Noise Amplifier )

在 低 雜 訊 放 大 器 的 電 路 架 構 選 擇 上 ，high gain 低 雜 訊 放 大 器 都 是 串 疊

（cascode）型的結構 ,此 LNA 使用單端（single ended），串疊結構優點可以消去米 勒效應（Miller’s effect）較一般共源（common source）放大器能提供更高的增益與 提供更大的隔絕度（isolation），使訊號反射能夠被降低，但缺點因為增益加大的結

果，會使線性度下降，所以線性度較一般的單級共源級放大器差 ，不過大體上串疊 結構還是一個非常優良的的放大器結構目前無線通訊產業正面臨著在有限且擁擠的 頻譜內提供最佳訊號品質與最大覆蓋度的挑戰，接收器靈敏度是接收路徑設計中最 關鍵的要求之一，適當的 LNA 選擇，特別是第一級 LNA 將會大幅影響基地台接收 器的靈敏度表現，低雜訊指數也是關鍵的設及選擇目標，另一個關鍵設計為線性 度，它影響了接收器分辨緊密接近訊號與假訊號區別的能力，靈敏度(Sensitivity)的 大小，代表接收系統能檢測出最微小訊號功率的能力，亦即靈敏度是達到系統通訊 品質要求的最小訊號功率。要求得射頻系統的靈敏度可用(4-1)的簡化公式求得：

Sensitivity −174dBm / Hz + NF + 10 log B + SNRout (4-1) 其中 NF 為系統的雜訊指數(Noise Figure)

B 為系統通帶頻寬

SNRout 為最小輸出訊號雜訊比

單級放大器雜訊指數的定義為輸入端之訊號雜訊比( SNRin )與輸出端的訊號雜訊比 ( SNRout )之比值。式子如(4-2)、(4-3)所示，示意圖如 4.8 所示[19]

(4-2)

(4-3)

其中 GA 為放大器的增益 Pn 為放大器所產生的雜訊 PSi 為輸入端的訊號功率 PSo 為輸出端的訊號功率 PNi 為輸入端的雜訊功率 PNo 為輸出端的雜訊功率

圖 4.8 單級串接放大器的雜訊指數

因此在圖4.9 中，兩級串接放大器輸出端雜訊功率為

其中 PNo = GA2 (GA1PNi + Pn1 ) + Pn 2

為第一級放大器的雜訊指數

為第二級放大器的雜訊指數

圖 4.9 兩級串接放大器的雜訊指數

圖4.10 多級串接放大器的雜訊指數

第五章 射頻模組之實現及整合測試

5.1 設計評估

5.1.1 收發器單晶片介紹

WiMAX RF 收發器單晶片。該收發器設計採用零中頻架構，解決了現有超外差 方案中所需的昂貴的 SAW 濾波器和額外的 VCO 電路，因此可節省超過 50%的 BOM 成 本 ， 並 大 幅 縮 減 了 元 件 數 和 電 路 板 空 間 。 此 收 發 器 專 門 工 作 在 2.3GHz~2.7GHz 頻帶與 3.3GHz~3.8GHz 的、適合於 802.16d/e 固定和行動 WiMAX、

雙 WiMAX/Wi-Fi、韓國的 WiBro 和未來的 4G LTE 系統。 支援從 1.75MHz 至 28MHz 的多通道頻寬。這一寬頻特性使單一 BOM 可支援不同的區域市場由於國家 頻譜管制而引起的通道頻寬不同。為了進一步降低 BOM 成本和提高性能，並整合 數位可控晶體振盪器(DCXO)，允許低成本、±20ppm 或更高的晶振替代昂貴的 TCXO。 CMOS 製程，具有優異的接收機噪音性能和功耗。元件具有低至 2.6dB 的 接收機噪音係數、接收機EVM 優於-35dB，而邊帶抑制>-45dB。 此外該發送器可提 供 0dBm 的線性輸出，具有 64-QAM 訊號、>45dB 的邊帶抑制，以及優於-36dB 的 EVM，同時可以滿足-70dBr 的頻譜屏蔽。高線性度的收發器輸出使該收發器適用於 WiMAX 的微基地台，以及用戶 CPE 設備。可工作在+2.7 至+3.6V 電壓下。低功耗 切斷模式可節省系統休眠/待機式下的功耗。該收發器採用小尺寸、7mm×7mm、無 鉛、56 接腳 TQFN 封裝。

5.2 元件選擇考量

pin2pin compatible between 2g/3g

表5.1 元件選擇表

5.2.1 功率放大器（AWT6264R）規格說明與參數量測

此研究所選用實做的為內含三級放大器，為InGaP HBT Technology 單片式，操 作頻率為2.3~2.7 GHz 對於 Wimax/LTE 都是非常適合應用的放大器。而其在 Layout 過程中，我們必須考慮傳輸線阻抗的匹配問題，因為AWT6264R 的輸出入阻抗已匹 配至50Ω，因此連接各元件間的傳輸線之特徵阻抗也必須為 50Ω。我們利用 Polar 軟 體試算出以80um 厚度時 RF 訊號走線寬度為 135um ，如表 5.2 可搭配所有對應層別 之阻抗。

US$0.0 65 DEA163800LT-

5017C1 35/35

500mw 50

0.6 1.6x0.8x

0.6 3.3~3.8

US$0.0 65 DEA162690LT-

1217A2 45/33

500mw 50

0.32 1.6x0.8x

0.6 2.3~2.69

0.06US D LFL183G55TC

2B908 17/20

50 0.45

1.6x0.8x 0 6 3.5

0.06US D LFL182G54TC

1B838 26/23

3 50

0.4 1.6x0.8x

0.6 2.5

0.07 FI168B250065

10~40 0.5

50 1.6x0.8x 2.4

0 6 3.3~3.8

US$0.0 70 DEA203600BT-

1240B2 10~25

500mw 50

1.4 2.0x1.25

x1.1 3.3~3.9

HF1608- L2R4DAB 50

1.6x0.8x 0 6 2.3~2.69

0.07 FI168B250065

10~40 0.5

50 2.4

1.6x0.8x 0 6 2.3~2.7

RFBPB20123G 5W7T 3.3~3.8

$0.09 FI212C355068

25~42 0.5

50 to 100 2.5

2.0x1.25 x0.9 3.3~3.8

$0.09 FI 212C249566

10~30 0.5

50 to 100 2.9

2.0x1.25 x0.9 2.3~2.69

US$0.0 80 DEA202495BT-

7124B3 10~30

500mw 50 to

100 2.8

2.0x1.25 x0.9 2.3~2.69

Cost(10 0k/

M) Part Number

Attenuat ion dB Powe

Cap acity Impeda

nce Insertion

Loss dB Dimensi

on mm Band

GHz

表5.2阻抗對應表

此放大器用於發射機的下一級放大器 ,一適當大小的訊號，讓功率放大器,能操 作在有效率的位置，進而將功率推23dBm。

圖5.1 放大器內部方塊圖及腳位說明 [k]

圖5.2 PA 應用電路圖[22]

圖5.3 PA MASK 量測 圖 5.4 PA : Noise Figure 量測 NF8.72 @2.3G NF8.52 @2.5G

NF 8.24 @2.7G

5.2.2 MGA645T6 的低雜訊放大器設計

此研究所選用 MGA645T6 的低雜訊放大器，為砷化鉀單片式微波積體電路在 無線電收發機中常常需要利用到放大器做訊號的放大，而絕大多數的放大器，都可

說是小訊號放大器。這一類放大器的輸入與輸出都甚小，因而放大器的特性可 藉線性關係表現出來。換言之，亦即適用小訊號 s-參數雙埠網路模式。資料手冊中 可得知其具有高增益、低雜訊等的特性。其實體與規格如圖 5.5

圖5.5 MGA645T6 的低雜訊放器 [23]

如圖5.6 LNA : Noise Figure 量測

5.3 電路方塊圖

13.

11.

12.

Gain (dB)

3.4 2.7

2.9 Noise Figure

2.7 2.6

2.5 Frequency

( )

圖5.7 單一頻帶 2.3GHz~2.7GHz 1T2R 方塊圖

圖5.8 雙頻帶 2.3GHz~2.7GHz ;3.3GHz~3.8GHz 2T2R 方塊圖

5.3.1 RF 射頻模組 方塊圖 I

B A S E B A N D

FEM (double band)

Control Interface PA

LNA LNA

ANT SW TR

SW

TR SW

LPF BPF

BPF

BLBPF

BLBPF ANT1

T R A N S C E I V E R

5.3.2 RF 射頻模組 方塊圖 II

B A S E B A N D

FEM (triple band)

Control Interface P A

LNA LNA

ANT DPDT SW TR

SW

TR SW

LPF BPF

BPF

BLBPF ANT2 ANT1

T R A N S C E I V E R

LNA BLBPF BPF

BLBPF

LNA BLBPF BPF

LPF

P A

5.4 實際元件佈局方塊圖

圖5.9 PCB 之元件擺放方塊圖

5.4.1 線路佈局要點

走線怖局要點說明

1. 避免轉直角 PCB 之設計，可以 Arc 或 45 度角改善，因轉直角時電感值 L 較大 E = L di/dt。

2. 接地之銅箔最寬，電源其次，信號最小。

3. 信號線的長度盡可能短。

4. 高頻電路先處理、電源走線要規劃、地線區要分清楚、功能區塊走線要分開。

5. 上下層要交叉以減少 Coupling。

6. 高頻傳輸線之長度限制：Trace 的長度大於 Clock 的 1/10 波長時，天線效應即 開始產生，一旦超過Clock 的 1/4 波長時形成有一有效天線。因此高頻信號最 好走內層且減少 Via，若必須走. 外層時，它的長度不可超過此頻率第十個諧 波的1/20 波長，如：66MHZ 不可超過 22.7cm。

7. 如機構底部無鐵件遮蔽時，避免在 PCB 之最下層走高頻

線路或較敏感之線路時，如此可預防 ESD discharge 在 VCP 及 HCP 時之干

PA

SW2

BLBP F

TCXO LN

SW1 BPF

SW3

BPF LPF

BLBP LN

RF

擾。

圖5.10 PCB 電源層示意圖 I

8. 20-H 法則：電源與接地層採 20-H 法則可減 70％的層幅射。

圖5.10 PCB 電源層示意圖 II

5.5 模組測試項目

表5.3 儀器設備清單

Equipment Manufacturer/Model Qty Note Hardware

Vector Signal Analyzer Agilent 89600 1 Spectrum Analyzer Agilent E4440A 1 Power Supply Agilent 1

Personal Computer Intel Chipset with 2.33GHz or

above 2

At least 2 PCI slots One for IEEE 1394, another for GPIB board, Operating System MS Windows XP 1 Traditional Chinese RF cable (T.B.D.)

GPIB Card NI/Agilent 1 Use for control E4440A GPIB Cable NI/Agilent 1 Use for control E4440A IEEE 1394 Card 1 For 89600 VSA Software

USB Driver MT 7118 1 R4.4.0

Agilent 89600 VSA Agilent 1 For 16e RF test

5.5.1 發射功率 & EVM 量測

圖5.11 發射功率及& EVM 測試連接圖.

表5.4 傳輸功率測試結果

結果: PASS

表5.5 傳輸功率為 23dB 下 EVM 測試結果

64QAM-3/4 modulation(REF) 16QAM-3/4 modulation Frequency

UUT1 Spec. UUT1 Spec 64QAM-3/4 modulation 16QAM-3/4 modulation Frequency

UUT1 Spec. UUT1 Spec 2300 MHz 22.484 23 dBm +/-

1dBm

22.631 23 dBm +/- 1dBm

2400 MHz 23.068 23 dBm +/- 1 dBm

23.266 23 dBm +/- 1 dBm 2500 MHz 23.233 23 dBm +/-

1 dBm

23.39 23 dBm +/- 1 dBm 2600 MHz 23.278 23 dBm +/-

1 dBm

23493 23 dBm +/- 1 dBm 2700 MHz 22.904 23 dBm +/-

1 dBm

23.059 23 dBm +/- 1 dBm

2300 MHz -31.594 <-30 -30.641 <-24 2400 MHz -30.561 <-30 -30.752 <-24 2500 MHz -30.407 <-30 -30.214 <-24 2600 MHz -30.711 <-30 -31.253 <-24 2700 MHz -30.144 <-30 -30.335 <-24

結果: PASS

圖5.12 64QAM-3/4 星狀圖

傳輸功率之誤差向量幅度(EVM)測試標準

表.5.6 誤差向量幅度(EVM)測試標準

Modulation Coding rate Relative constellation error (dB)

QPSK 1/2 <-15 dB QPSK 3/4 <-18 dB 16QAM 1/2 <-20.5 dB 16QAM 3/4 <-24 dB

64QAM 1/2 <-26 dB 64QAM 3/4 <-30 dB

64QAM 5/6 N/A

5.5.2 傳輸頻譜遮罩(Transmit Spectral Mask)

圖5.7 為依據 ETSI 制定修改後適用於固定式 802.16d 以及移動式 802.16e 的傳 輸頻譜遮罩， WiMAX 主要傳輸頻寬有 5MHz 以及 10MHz 兩種，在不同的頻率位置 有不同的功率限制。頻率位置 A 和點 B 為資料傳輸頻寬邊界，功率由 0 dB 降至-8 dB，到 25 位置點 C，傳輸功率不可超過-32dB，超過頻率位置 D 點的功率則不可大 於-50

表.5.7 WiMAX 傳輸頻譜遮罩標準

圖5.13WiMAX 傳輸頻譜遮罩[6]

表.5.8 ETSI 帶外功率遮罩標準

圖5.14 ETSI 帶外功率遮罩[24]

表.5.9 傳輸頻譜遮罩功率

Mask Measured Power (dBm)

Mask Measured Power (dBm) Modulation Frequency

(BW:10M) (BW:5M) 2300MHz 23.05 23.65 2500MHz 23.03 23.59 QPSK-CTC-1/2

2700MHz 23.46 23.21 2300MHz 22.99 23.32 16QAM-CTC-3/4

2500MHz 22.87 23.30

2700MHz 22.05 22.91

5.5.3 頻率準確度量測

表5.10. 頻率準確度測試結果

64 QAM 3/4 Modulation UUT1

Frequency Test results of Frequency accuracy, ppm

2300 MHz -1.212725 2400 MHz -1.2567675 2500 MHz -1.294046 2600 MHz -1.3642995 2700 MHz -1.408266 PASS / FAIL

(Frequency

accuracy < +/- 20 ppm)

PASS

16 QAM 3/4 Modulation UUT1

Frequency Test results of Frequency accuracy, ppm

2300 MHz -1.222575 2400 MHz -1.262658 2500 MHz -1.316458 2600 MHz -1.3692815 2700 MHz -1.431405 PASS / FAIL

(Frequency

accuracy < +/- 20 ppm)

PASS

結果 : PASS

5.5.4 傳輸功率平坦度量測

傳輸功率平坦度 要求在紅色區域內

圖5.15 傳輸功率平坦度測試結果

結果 : PASS

5.5.5 平均功耗

以USB 介面為例 : 在最大傳輸功率時輸入電壓為 5v 下平均功耗為 460mA

5.5.6 流量測試

表5.11 流量測試結果 BW: 10 MHz @ 2.55G band （單位 Mbps）

Transmission Throughput Modulation

Type (Mbps) Error rate