各章節簡介

第 1 章簡介

1.4 各章節簡介

本論文共分四章。第一章為簡介，介紹基本背景、三維積體電路的種類、無

線三維積體電路。第二章會介紹無線能量傳輸系統的各個架構原理。第三章會介紹整體設計流程以及相關設計考量。第四章將會條列出模擬以及量測的結果。最後，第五章將會整理出此設計的結論。Equation Chapter (Next) Section 1

第 2 章無線能量垂直傳輸系統

(Faraday's law of induction)： dΦ^B

 

dt ，會產生感應電動勢並以其建立之磁場來抵銷原本發射端之磁場變化趨勢。因此接收端會產生交流大訊號，經過整流器 (rectifier section)整流與負載電容(Cload)濾波後，輸出一穩定輸出電壓(Vout)。其中 K表示為電感耦合係數。

K

圖 2-2 電感耦合公式推導模型 [14]

最後我們可由EM模擬結果所得的S參數與公式(2.7)、(2.8)和(2.9)來得到互感

不同是，將下方兩個二極體換成NMOS開關，藉由感應電壓的相位來判斷導通哪

out coupled D DS

V  V  V  V

，明顯可見地，當V_DS



0時，輸出電壓(V_out)可提升一個

輔助PMOS來防止PMOS替代二極體基體(body)端崩潰。儘管如此的設計的確可

接著，[15, 16]中提到用利用蕭特基二極體(Schottky barrier diode)來設計整流器之電路技巧，在測試過單一蕭特基二極體暫態模擬之後，發現此二極體的確有

L( m) 0.35 4 35

並聯個數 20 32 5

圖 2-8 以蕭特基二極體與一般二極體實現整流器之模擬比較

經過以上詳細的比較，我們決定採用在數十毫瓦功率範圍內有最佳效率之交叉式NMOS開關整流器做為本設計整流器。

2.3 完整系統架構與阻抗匹配技巧

在本章節一開始我們介紹過了系統的簡單運作原理與架構，到目前為止，我們已經說明了電感耦合部分與整流器部分的詳細運作方式與改良原理。最後，也是最重要的部分，我們即將介紹提升無線能量傳輸系統效率最主要的電路技巧，

那就是在[2]所提到之阻抗匹配。

在能量傳輸的理論中，我們已經知道，負載得到最大的能量傳輸效率發生的情況為圖 2-9所示。

R_L



R_S (2.10)

X_L

 

X_S (2.11)

不大，為了讓耦合電感做升壓的動作，我們設計時便希望讓耦合電感的比值為3~5

第 3 章系統設計考量與實作

系統設計考量與實作

3.1 GIPD 與 Al 2 O 3 製程介紹

隨著手持無線通訊的發展，使得晶片的功能性越來越高，成本和面積越來越低，因此應用SiP (System in package)的概念將被動元件製造於封裝基板上以縮小成本和面積並達到高效能為一新的趨勢。目前有許多SiP實作上的方式：多層板陶瓷像LTCC (Low temperature co-fired ceramics)為一例。另一可行做法為Glass integrated passive device (GIPD)製程利用半導體製程技術來實現[17]。GIPD製程所採用玻璃基板，介電層則使用苯環丁烯 (Benzocyclobutene) 或聚醯亞胺數之SiNx且厚度只有0.2 m，可用來做電容設計。

Equation Chapter (Next) Section 1

圖 3-1 GIPD 剖面結構圖[18]

氧化鋁陶瓷基板具有各式優秀特性，故廣泛應用於各類半導體產品。除了具良好之導熱特性、適合用於高溫環境，還具有耐抗侵蝕及耐磨耗性以及電氣絕緣特性。透過刻寫光罩，經由乾式或濕式蝕刻，我們可以在氧化鋁陶瓷基板上實現我們所需的布局電路。其剖面結構如圖 3-2所示，製程參數如表 3-1所示。

圖 3-2 Al2O3製程剖面結構[19]

表 3-1 Al₂O₃製程參數[19]

Substrate definition and parameters

Metal2 t=2 m、 =4.1 10⁷S/m

BCB t=2.6 m、 =1、 =2.65、 =0.0008 Metal1 t=2 m、 =4.1 10⁷ S/m

Al2O3 h=325 m、 =1、 =9.8、 =0.0002

經過2.3節公式推導後，我們可以經由安捷倫公司(Agilent)的電路設計軟體 ADS(Advanced Design System)以及其內建之電磁模擬軟體Momentum來進行電感耦合效率試算。使用Al₂O₃及GIPD製程時發射端電感與接收端電感分別相距

15 m以及70 m。當設計晶片回來後，將使用flip-chip bump支撐接收晶片，並將

效電晶體的寬度也會帶來另一問題，當主動元件之尺寸越大時，其反應速度越低。

由於為了配合耦合電感能有最佳效率的操作頻率，此整流器必須至少能在1GHz 下操作。在我們必須驗證在我們依照表 3-2選定的寬長比之後此整流器可運作在多小的電壓振幅之下。

RFin1

RFin2

V

_out

R

 10 0Ω

Gnd

I

圖 3-5 交叉式 NMOS 開關整流器模擬電路圖表 3-2 電路模擬參數

NMOS Diode

W( m) 10 35

L( m) 0.35 35

並聯個數 20 5

圖 3-6 輸入訊號振幅分別為 0.6V、0.8V、1V

圖 3-7 整流後之輸出訊號

根據圖 3-6與圖 3-7，我們可觀察出整流器最小輸入電壓與兩項因素有關。

分別為場效電晶體之臨界導通電壓(VTH)約0.7V以及二極體之導通電壓(VD)約 0.7V，當場效電晶體導通且能提供足夠的電流源時，場效電晶體的汲源極跨壓將會足夠的小，以至於整流後的壓降約只有二極體的導通電壓(VD)。

結論，此架構之整流器其輸入電壓最小的輸入應在振幅1V以上，除了必要二極體壓降約0.7V外，需額外給定場效電晶體約0.3V的端電壓，與傳統橋式整流器所需最小輸入振幅1.4V比較起來，可節省下約0.4V的電壓。

3.3 通道設計

在設計電感的考量上，主要有兩個考量點：首先，在考量到以效率為最優先標的情況下，我們希望接收端之電感面積大小能略大於發射端之電感，其原因為當發射端電壓改變產生磁場時，通過接收端電感之磁通量越大，則接收到的能量越高。再者，能量在電感耦合傳輸中必然有無法避免之損耗，當感值相同且接收端電感往負載端看去阻抗高於發射端往電源供應器看到之阻抗時，感應電壓必然低於發射端電感端電壓，如此一來，極有可能發生感應電壓不足而無法推動整流器之情況。所以接收端電感之感值必須高於發射端，藉由提升感應電壓，確保電壓足夠推動整流器負載以及濾波電容。

至於傳輸高度之評估，我們會用覆晶式封裝技術(flip-chip)將接收端晶片安置電感之比值為2.89倍，其感值分別為12.19 nH與35.27 nH、互感感值(M)為15.41 nH、

電感耦合係數(k)為0.519。另一方面在版本，發射端與接收端兩電感之比值為4.53倍，其感值分別為1.476 nH與6.747 nH、互感感值(M)為2.335nH、電感耦合係數(k)為0.74。

表 3-4 Al2O3版本耦合電感 EM(Post-sim)模擬在 700 MHz 之萃取結果

L1(發射端) L2(接收端)

圈數 2 5

線寬 ( m) 50 30

線距 ( m) 50 30

感值 (nH) 1.476 6.747

寄生電阻 ( ) 1.572 5.215

寄生容值 (pF) 0.608 0.135

GIPD版本以及Al2O3版本，傳輸高度從Al2O3版本的15 m變成GIPD版本的 70 m，但是透過提高耦合電感的感值，使得耦合係數(k)仍能維持在0.519。利用 Momentum模擬0.1GHz 至 10 GHz之S參數模擬結果，轉換為Z參數後，配合2.2.1

“電感耦合模型”中所推導的公式，我們可以得到GIPD版本以及Al2O₃版本萃取之電路結果如圖 3-8及圖 3-9所示。

(a)

(b)

(c)

圖 3-8 GIPD 版本之(a)自感及耦合電感感值，(b)耦合電感寄生電阻值及(c)電感耦合係數。

(a)

(b)

(c)

圖 3-9 Al₂O₃版本 (a)自感及耦合電感感值，(b)耦合電感寄生電阻值及(c)電感耦合係數。

3.4 決定傳輸頻率

考慮到頻率升高時，電感的寄生電阻損耗將非常大。因此，無線能量傳輸系統之操作頻率一般在數百萬赫茲之間，考慮耦合電感寄生電阻變化(圖 3-10與圖 3-12)經過掃瞄輸入頻率與調整最佳匹配電容後(圖 3-11與圖 3-13)，發現最高效率分別出現在400~600MHz(GIPD版本)與700~800MHz(Al₂O3版本)之間。我們決定將操作頻率分別決定在500MHz與700MHz。

圖 3-10 使用 GIPD 載板時電感寄生電阻對頻率變化圖

圖 3-11 使用 GIPD 載板時傳輸效率對頻率變化圖

圖 3-12 使用 Al2O3載板時寄生電阻對頻率變化圖

圖 3-13 使用 Al2O3載板時電感傳輸效率對頻率變化圖

3.5 效能評估與完整系統模擬

source power transmit efficiency P

η

 P

(3.1)

 

^L2

coupled power transmit P

η efficiency

 P

(3.2)

 

rectified power ef P η ficiency

 P

(3.3)

 

overall power effi P

η

圖 3-15 GIPD 版本發射端載板佈局

圖 3-16 GIPD 版本 T18 晶片佈局

將晶片佈局完成之後，如圖 3-15以及圖 3-16所示，可以發現接收端晶片面積主要由耦合電感所決定，完成佈局之後，利用PEX所萃取出的寄生電容以及寄生電阻加入電路當中，希望Post-sim的結果能最接近最後的量測結果。

現在我們呈現的是GIPD版本在溫度為25度 Corner在TT時，未接負載電容 ( )前ADS Post-sim暫態(Transient)模擬結果。

4700µm

1170µm

1430µm

圖 3-17 GIPD 版本訊號源電壓 V_in與發射端電感跨壓V_L₁

圖 3-18 GIPD 版本耦合電感跨壓

圖 3-19 GIPD 版本接收端電感跨壓V_L₂與輸出電壓 V_out

圖 3-20 GIPD 版本接收端電感V_L₂與掛載負載電容(10pF)後輸出電壓 V_out 表 3-5 GIPD 版本各元件功率與轉換效率

Ps PL1 PL2 PL

88.83(mW) 80.21(mW) 44.44(mW) 19.08(mW)

η_s η_L₁ η_L₂ η_L

90.29 42.95 21.48

圖 3-21 Al2O3版本發射端載板佈局

圖 3-22 Al2O3版本 T18 晶片佈局

將晶片佈局完成之後，如圖 3-21以及圖 3-22所示，除了和GIPD版本一樣可以發現接收端晶片面積主要由耦合電感所決定，完成佈局之後，利用PEX所萃取出的寄生電容以及寄生電阻加入電路當中，希望Post-sim的結果能最接近最後的量測結果。

現在我們呈現的是Al₂O3版本在溫度為25度 Corner在TT時，未接負載電容 ( )前ADS Post-sim暫態(Transient)模擬結果。

圖 3-23 Al2O3版本訊號源電壓 V_in與發射端電感跨壓V_L₁

圖 3-24 Al2O3版本耦合電感跨壓

圖 3-25 Al2O3版本接收端電感跨壓V_L₂與輸出電壓 V_out

圖 3-26 Al2O3版本接收電感 VL2與掛載負載電容（10pF）後輸出電壓 Vout

表 3-6 Al₂O₃版本各元件功率與轉換效率

第 4 章量測考量與效能評估

量測考量與效能評估

4.1 量測方法說明

在量測方面，預計會使用Agilent公司之E4422B ESG-A系列類比信號產生器，

經由環型器(circulator)將反射訊號導向反射接收端，未反射的訊號則進入耦合電感傳送到整流器輸入端，經由整流後之訊號會使用 Tektronic公司所出產之 MSO4034混合式示波器顯示並將整流訊號數值取出匯入電腦計算功率。由於 Al2O3載板尚未製作完成，本章預計會放上離散元件量測以及GIPD版本量測

無線能量傳輸系統

圖 4-1 量測架構示意圖

4.2 架構驗證

為了驗證本論文所採用的架構以及理論，我們先利用厚度為1000 m之FR4 玻璃纖維板製作耦合電感(圖 4-2)以及羅姆半導體(ROHM semiconductor)公司所生產之離散元件二極體RB481K以及增強型場效電晶體RUE003N02來測試如圖 4-3的交叉式NMOS開關整流器功能。

Agilent E4422B Tektronics MSO4034

圖 4-2 實作在玻璃纖維板上之耦合電感

圖 4-3 利用羅姆半導體公司之二極體、場效電晶體實現之交叉式NMOS 開關整流器

首先我們可由圖 4-4可以看見耦合電感由網路分析儀量到之量測結果，感值為148.9nH、感值為490.6nH。互感M感值為130.8nH，耦合係數k為0.484。