第二章 低溫共燒陶瓷帶通濾波器
2.2 三階梳型濾波器
2.2.2 模擬與量測結果
此 2.4GHz 帶通濾波器的電路大小約為 2.5 mm × 2mm × 0.724 mm，設計之 中心頻率為 2.45GHz，頻寬約 700MHz，通帶中介入損失約為 1.3dB，傳輸零點 於1.9GHz，其衰減量約為 40dB，圖 2-6(a)為其 LTCC 中的電路佈局。5.2GHz 帶 通濾波器之電路大小為 2 mm × 1.2 mm × 0.724 mm，設計之中心頻率為 5.2GHz，頻寬約 1200MHz，通帶中介入損失約為 1.5dB，傳輸零點設計於 4.1GHz，而其衰減量約為 30dB，圖 2-6(b)為其 LTCC 中的電路佈局。使用 Microwave office 將電路效能最佳化所得到之電容電感值如下表 2-2 所示:
1800 00
2.4GHz 5GHz
C13 0.4pF 0.2pF C12=C23 0.99pF 0.53pF C10=C30 4.2pF 2.14pF L1=L2=L3 0.7nH 0.3nH
C20 4.2pF 2.1pF
表2-2、改良型三階交錯耦合濾波器 2.4 / 5 GHz 各項參數值
(a)
(b)
圖2-6、(a) 2.4 GHz 帶通濾波器俯視圖、側視圖與實體 (b) 5 GHz 帶通濾波器俯視圖、側視圖與實體
圖2-7、2.4 GHz 帶通濾波器頻率響應圖
圖2-8、5 GHz 帶通濾波器頻率響應圖
圖 2-7 為 2.4 GHz 帶通濾波器的頻率響應圖，圖 2-8 為 5 GHz 帶通濾波器的 頻率響應圖。在設計的過程中我們發現，等長的三條電感金屬帶線，彼此間的距 離會影響到濾波器的頻寬，當三條金屬帶線距離越遠其通帶則越寬，而金屬帶線 距離越近則頻寬會越窄，其趨勢如下圖2-9 所示:
圖2-9、金屬帶線不同距離之頻率響應
在設計的過程中發現，同樣的電容值有許多種佈局的方式，在設計佈局時，
若設定每一層網版的距離更大(在製程規範下)，雖然所使用之金屬板重疊的面積 需更大才能得到相同的等效電容值，但其介入損失也會降低。當設計電感時，其 金屬線的寬度越寬，其所需要的金屬線長會越短，同樣也可以降低其介入損失，
這樣的特性方便我們往後設計 LTCC 的各種元件或模組，將其介入損失降至最 低，設計出品質更好的元件。
2.3 低溫共燒陶瓷二階雙零點帶通濾波器 2.3.1 二階雙零點帶通濾波器
本章節所要介紹的是二階雙零點帶通濾波器[6]，其產生雙傳輸零點的分析方 式與上一節雷同，其集總元件電路模型如圖2-10 所示。此低溫共燒陶瓷帶通濾 波器將與第四章所提到之LTCC 雙工器做整合，設計出符合 WLAN 802.11 a/b/g
之通訊系統接收模組。
圖2-10、二階雙零點帶通濾波器電路模型
二階雙零點帶通濾波器利用兩共振腔之間彼此交錯耦合，並依據其訊號有雙 重傳輸路徑，造成在共振頻率或通帶左右兩邊的截止帶中產生傳輸零點。圖2-11 所示為此帶通濾波器之傳輸路徑，Path1 為訊號經過一個串聯電容，Path2 訊號經 過兩個串聯電容、一個串聯電感以及兩個並聯電容電感的諧振腔。表2-3 為訊號 行經兩條路徑所產生的相位移:
圖2-11、二階雙零點帶通濾波器多重通道示意圖
依據電容所產生−900相位移，電感產生+900相位移，且LC 諧振腔低於共 振頻率時為+900相位移，而高於共振頻率時為−900相位移，由此可整理出表2-3:
訊號頻率低於共振頻率 訊號頻率高於共振頻率
Path 1 −900 −900
Path 2 +900 +900
Phase Shift 表2-3、訊號行經不同通道造成之相位差
由表 2-3 可知，在通帶左右兩側都為180 之相位差，若取適當之電容值，可0 設計出所需要的傳輸零點。圖2-11 中Lm以互感(mutual inductance)的方式作電路 佈局，利用兩條金屬線位處不同層，彼此耦合出所需要的電感值，如圖 2-12 的 金屬線互感示意圖。
圖2-12、金屬線互感示意圖
(a)
1800 1800
(b)
圖2-13、不同 C 值產生不同之 (a) 振幅 (b) 相位差
由圖2-13(b)可以清楚看到，在通帶的左右兩側相位差均為 180 度，因此，如圖 2-13(a)所示，藉由調整 C 的電容值，可設計出所需要的傳輸零點。
2.3.2 濾波器設計及模擬量測結果
設計濾波器時，先以集總元件電路模型模擬之，再將電路所需之電感電容 值以金屬線或金屬板實現，電路佈局如圖2-14 所示。大小約為 2.5 mm × 2 mm × 0.24 mm，設計中心頻率為 5.2GHz，所需頻寬約為 1000MHz，通帶損耗約 1.1dB，
並應規格要求設計傳輸零點於，通帶外側低頻零點約3GHz 處，高頻 7HGz 處，
以抑制通帶外之訊號干擾。使用Microwave office 將電路效能最佳化所得到之電 容電感值如表2-4 所示:
各項參數 參數值
C 0.2pF C11=C22 0.35pF
Lm 3.7nH C1=C2 0.4pF L1=L2 1.67nH
表2-4、濾波器各項參數值
(a)
(b)
圖2-14、二階雙零點帶通濾波器之 (a) 俯視圖 (b) 側視圖
圖 2-15 為二階雙零點帶通濾波器的頻率響應圖。根據以上的模擬結果，可 整理出一些基本的LTCC 帶通濾波器設計概念，首先找出符合通訊系統規格之帶 通濾波器集總元件電路模型，將其模型化簡並將等效電路佈局於LTCC 中，藉由 LTCC 多層介質的特性，簡單地將電路佈局模型區分為電感層與電容層。設計電 感的佈局時，可以使用帶線(stripline)連接 via 至地，藉由調整帶線的寬度、長短 以及LTCC 的層厚以達到所需要的電感值，也可利用螺旋狀式的電感佈局法，以 節省LTCC 的層數，由於 LTCC 中空間有限，所以在作電感佈局時，必須考慮到 不同的佈局方式可能會產生的耦合效應，近一步修正原本的濾波器電路模型，觀 察其耦合效應對於整體架構的影響，才能使設計更加順利完善。
設計電容層時，通常使用 π 型電容法，由於電容與金屬的面積成正比，與地 之間的距離成反比，而LTCC 單層厚度通常比較小，(如本論文中所使用的製程，
單一薄層厚度為 32um，金屬(silver)厚度為 12um)，所以較容易達到電路模型所 需要的電容值。
圖2-15、帶通濾波器頻率響應
在電感層與電容層之間的連結，可以利用 via 或是側面電極連接，利用 via 連接對於LTCC 中的電路佈局有比較大的自由度，但相對的 via 的大小、長短以 及數量的多寡都會影響電路的表現，使電路本身損耗更大，利用側邊電極連接可 以避免由via 所帶來的寄生效應，但考慮到接面電極所在的位置，層與層之間並 不容易都用側面電極連接，因此如何利用側面電極、減少使用via 數量及更周全 的考慮到電路佈局之間的耦合效應，將使電路的表現更加理想，仍是需要努力研 究的方向。
第三章 低溫陶瓷共燒低通濾波器
（Low Temperature Co-fired Ceramics Low-Pass Filter）
3.1 定 k 值與導 m 型濾波電路理論
L
由此可知定 k 值濾波電路其缺點，在高頻截止頻帶之衰減量不夠大，及其隨
對於低通濾波器而言，Z1=j Lω 且Z2=1/j Cω ，我們可得到 m 值濾波電路的 T
3.1.2 組合式濾波器
圖3-7、定 k 值與 m 值π網路濾波電路
將定 k 值與 m 值π網路濾波電路作組合，如圖 3-7，經過簡單的化簡後，可 得到如圖3-8 的組合式低通濾波電路。
圖3-8、低通組合式濾波電路
3.2 低溫共燒陶瓷低通濾波器設計
3.3 模擬與量測結果
利用組合式低通濾波電路模型，並將其佈局於LTCC 多層介質中，其整體 結構如圖3-9 所示。整體的電路大小約為 2.5 mm × 2mm × 0.26 mm，模擬結果 如圖3-10 所示。此低通濾波器設計在 2.45GHz 的通帶，通帶介入損失約為 0.5dB，
截止頻率位於3GHz，輸入阻抗為 50 歐姆，衰減極點位於 4.9 GHz，其衰減量為 30dB。
(a)
(b)
(c)
圖3-9、低通濾波器之 (a) 俯視圖 (b) 側視圖 (c) 實體圖
圖3-10、低通濾波器頻率響應圖
第四章 低溫陶瓷共燒雙工器
（Low Temperature Co-fired Ceramics Diplexer）
4.1 雙工器介紹
濾波器每個頻率點的輸入阻抗。由圖4-2 的史密斯圖(Smith chart)，當對應到不 同的L1 值，低通濾波器 2.4 GHz 頻段都距離圓心不遠處，而 5.2 GHz 頻段的位 置則隨著L1 的增加而順時針旋轉移動，因此可藉由此特性，適當的調整 L1 長 度，將5.2GHz 位置調整至史密斯圖中的開路端，因此當訊號由埠 1 傳送至埠 2 時，不會受到5.2GHz 帶通濾波器之影響。L1 L2
圖4-2、不同的 L1 所得到的史密斯圖
由圖4-3 也可以清楚看到在不同的 L2 中，2.4 GHz 頻段則會隨著 L2 的增加 而順時針旋轉，而帶通濾波器的 5.2 GHz 頻段都在距離圓心不遠處，藉由調整 L2 長度，將帶通濾波器 2.4 GHz 頻段調整至史密斯圖中開路端，因此當訊號由 埠1 傳送至埠 3 時，亦不會受 2.4 GHz 頻段的影響。
圖4-3、不同的 L2 所得到的史密斯圖
適當調整 L1 與 L2 的長度後，將低通濾波器與帶通濾波器連接起來可得到 如圖4-4 之雙工器電路模型。
圖4-4、雙工器電路模型
下圖4-5 為 LTCC 製程中實現低溫共燒陶瓷雙工器整體結構俯視圖及側視 圖，如圖4-5、圖 4-6 為俯視圖，圖 4-7、圖 4-8 為側視圖。LTCC 電路結構中的 接地金屬面、輸入與輸出Port 皆在電路整體封裝完成後，以側面電極做連接，
其連接的材料為銀。
圖4-5、雙工器俯視圖(一)
圖4-6、雙工器俯視圖(二)
圖4-7、雙工器側視圖(一)
圖4-8、雙工器側視圖(二)
4.1.2 模擬與量測結果
此雙工器的大小約為 4 mm × 3.1 mm × 0.736 mm， 輸入與輸出阻抗為 50 歐姆接頭，低通2.4 GHz 頻段介入損耗約為 0.6dB，帶通頻段 5.2 GHz 介入損耗 約為1.8dB，其 Port2/Port3 的隔離度在低通 2.4 GHz 頻段約在 30dB 以下，帶通 5.2 GHz 頻段約在 20dB 以下，如圖 4-10 所示
圖4-9、雙工器頻率響應模擬圖
圖4-10、雙工器隔離度模擬圖
4.2 低溫共燒陶瓷雙工器模組
4.2.1 雙工器模組設計及模擬量測結果
本章節所要討論的是低溫共燒陶瓷雙工器模組。模組化已經是現今LTCC 發 展的重要趨勢[11,12]。此模組將先前所設計之雙工器，在其低頻輸出端與高頻輸 出端分別接上2.4 GHz 與 5.2 GHz 的帶通濾波器，其中 2.4 GHz 為改良式三階交 錯耦合梳型帶通濾波器，5 GHz 為二階雙零點帶通濾波器。其電路模型如圖 4-11 所示。此雙工器模組大小約為 5.6 mm × 4 mm × 0.736 mm，其整體結構如圖 4-12、圖 4-13 為俯視圖，圖 4-14、圖 4-15 為側視圖。輸入與輸出阻抗為 50 歐姆，
低通2.4 GHz 頻段介入損失約為 1.8dB，帶通 5.2 GHz 頻段介入損失約為 2.5dB，
2.4 GHz 與 5.2 GHz 頻段的反射損失(Return Loss)均在 10dB 以下，如圖 4-16 所 示，其隔離度在低頻2.4 GHz 頻段約 30dB 以下，5.2 GHz 頻段約 25dB 以下如圖 4-17 所示。
圖4-11、雙工器模組電路模型
設計此模組時發現，當LTCC模組完成後，其側邊的接地電極與嵌入FR4版 子間的via連接數量與整體的隔離度有成正比的影響，也就是說當FR4嵌入的via 數越多時，在高頻5.2 GHz的通帶頻段內，其隔離度會越好，反之，若嵌入的via 數越少時，其整體隔離度會越差，其影響的原因應該為確保每個側面電極的接地 面，連接至FR4的Ground必須為等電位，若電位不相等時，對電路的頻率響應則 會產生影響，因此在LTCC封裝完成後，其量測的工作亦須小心注意。
圖4-12、雙工器模組俯視圖(一)
圖4-13、雙工器模組俯視圖(二)
圖4-14、雙工器模組側視圖(一)
圖4-15、雙工器模組側視圖(二)
圖4-16、雙工器模組的頻率響應圖
圖4-17、雙工器模組的隔離度
第五章 結論
（Conclusion）
本論文第四章中所提出的LTCC 雙工器模組，日後將嘗試置入 Wireless LAN
本論文第四章中所提出的LTCC 雙工器模組，日後將嘗試置入 Wireless LAN