本部份的研究成果是透過本年度總計劃所開發之系統模擬平台進行電腦模 擬所得，故電腦模擬進行時所採用之基本模型將不會在本章重覆，內容將著重於 OFDM/CDMA 系統設計時較特殊之處。由於目前並未有任何的商用的系統已導 入OFDM/CDMA技術，對於該類系統中換手機制的設計亦無可參考的資料，且 本年度的研究進度亦尚未涵蓋該項目，因此目前系統設計時仍以單一基地台 (single cell)為考量，俟下年度的研究進行時方會針對多細胞(multiple cell)環境進 行考慮。
2-1 涵蓋區規劃
一般在進行無線通訊系統下鍊(downlink)傳輸研究時，較少談論涵蓋範圍的 規劃，而僅給定基地台功率資源的限制來進行研究。由於本研究牽涉到全新的通 訊系統之設計，現有商用系統之參數不見得適用，故須透過鍊路預算(link budget) 來估算合理之功率限制以為系統運作之用。在本計劃報告書之簡介中已提及在新 一代通訊系統之上鍊(uplink)傳輸中，以單載波為基礎之系統架構有助於降低手 機端之硬體複雜度，且較易自現有CDMA 系統加以延伸，故本計劃所考慮在上 鍊傳輸之設計依然以單載波之CDMA 技術為考量的基礎。之所以須先釐清上鍊 傳輸架構之原因在於，系統涵蓋範圍往往較受限於上鍊的傳輸，其原因在於手機 端之最大傳輸功率往往小於基地台甚多，而基地台受惠於固定電源的支援，可具 有較高的功率上限。因此整個規劃流程乃先藉由上鍊通道的涵蓋區與容量規劃訂 出基地台的涵蓋範圍，再透過下鍊通道的鍊路預算反向估算出基地台欲支援該涵 蓋範圍所須提供訊號功率下限，以為最大功率限制參數決定之依據。
表2.1.1為CDMA上鍊之鍊路預算規劃，可觀察到所規劃的基地台涵蓋範圍 為2.95公里，爾後電腦模擬進行時便以該值為運作的基礎。而如表2.1.2所示，
將所規劃出的涵蓋範圍代入鍊路預算可反推出基地台至少需具備65.46W的傳輸 功率才足以支援如此的涵蓋範圍，在訂定基地台最大傳輸功率時便不可低於該 值，以確保基地台對該涵蓋範圍內的使用者皆具有服務能力。目前的行動通訊系 統合理之最大額定功率最高約可至100~150W左右，本研究並不針對該部份進行 討論，僅選擇合理的假設以進行研究的進行，以確保研究成果之實用價值。而鍊 路預算中之各參數所代表之物理意義與其計算方法可參閱本年度總計劃之報告 書。
Corresponds to 2.95 km cell radius by Vehicular path loss model (v) Allowed path loss for cell range
(u) In-car loss
(t) Soft handover gain, multi-cell (s) Log normal fading margin Propagation model exponent Log normal fading constant Coverage probability
(r) Max. allowable propagation loss (q) Fast fading margin
(p) Cable loss in the base station (o)Base station antenna gain (n) Receiver sensitivity (m) Required Eb/No (l) Processing gain
(k) Total thermal noise+interference power (j) Receiver interference power
(i) Interference margin
h=g+10*log10(5000000); Rx bandwidth = 5MHz (h) Receiver noise power
(g) Receiver noise density
(f) Base station receiver noise figure (e) Thermal noise density
Receiver (base station) (d) Equivalent Isotropic Radiated Power (c) Body loss
(b) Mobile antenna gain
21 (a) Max. mobile transmission power
Transmitter (mobile station)
Uplink Link Budget
dBm
Item Units Values Comments
dBi
max. planned noise rise j=10*log10(10(h+i)/10-10h/10) k=10*log10(10h/10+10j/10) l=10*log10(103840/8) n=m-l+k
consider omni-directional antenna
when high speed, no fast fading margin r=d-n+o-p-q
if no cell selection, need 13.2
v=r-s+t-u
表2.1.1 上鍊鍊路預算
For allowed path loss equal to UL, we can find p+93.87=124.75
=> p= 30.88 =>P= p+10*log10(53.43)= 48.16 (dBm) = 18.16 (dBW) = 65.46 (W) (s) Allowed path loss for cell range
(r) In-car loss
(q) Soft handover gain, multi-cell (p) Log normal fading margin Propagation model exponent Log normal fading constant Coverage probability
(o) Max. allowable propagation loss (n) Fast fading margin
(m) Body loss
(l) Mobile station antenna gain (k) Receiver sensitivity (j) Required Eb/No (i) Processing gain Number of subcarriers
h=g+10*log10(81920000); Rx BW= 81.92MHz (h) Receiver noise power
(g) Receiver noise density
(f) Base station receiver noise figure (e) Thermal noise density
Receiver (mobile station) (d) Equivalent Isotropic Radiated Power (c) Avg number of users by UL planning (b) Base station antenna gain
(a) Max. base station transmission power P Transmitter (base station)
Forwardlink Link Budget
dBm
Item Units Values Comments
dBi
consider omni-directional antenna
when high speed, no fast fading margin o=d-k+l-m-n
if no cell selection, need 13.2
s=o-p+q-r
Frequency spacing KHz 80
表2.1.2 下鍊鍊路預算
2-2 通道模型
在多載波系統中，和傳統單載波系統最大的不同便來自於通道形態的差異，
故本節將針對多載波系統所面臨的通道加以說明。而通道效應可分為三個部份：
路徑損失(path loss)、遮蔽衰落(shadow fading)以及多路徑衰落(multipath fading)， 但路徑損失與遮蔽衰落在單載波與多載波系統中並無差別，故本節將直接針對多 路徑衰落在多載波系統中的形態加以介紹與討論。
訊 號 在 傳 播 通 常 是 經 過 多 次 反 射 後 才 被 接 收 到 ， 因 此 會 產 生 多 路 徑 (multipath)傳播的效果，而電磁波在到達接收機的過程中，會因為通道環境中種 種障礙物使得電磁波會歷經反射、繞射、散射等作用後，由不同方向抵達接收端，
此種現象稱為多路徑現象。而這些從不同路徑抵達的訊號，彼此有著不同的入射 角度、抵達時間、振幅大小、相位，並相互獨立。我們稱這些信號為多重路徑成 份(multipath components)，這些訊號在接收端相加成之後才是天線真正收到的訊 號。
而當使用者移動時，由物理學的理論可知接收到的訊號載波頻率將會遭受都 卜勒(Doppler)效應而偏移，再加上因為多路徑傳播造成訊號在使用者周圍環境有 散射效應(scattering)，導致來自不同方向的訊號所遭受到的都卜勒偏移程度皆不 相同。由於來自各方向的訊號遭受頻率偏移程度不一，因此這些訊號到達接收端 時的相位都不盡相同。相位相加的方式有兩種：建設性及破壞性，為了簡化說明 多重路徑現象對於接收信號的影響，假設只有兩個路徑到達接收端。若路徑 A 代表第一個到達接收端的成份，B 代表第二個到達接收端的成份,假設我們發現 路徑 B幾乎與A 同相，所以合成的信號為建設性相加；相反的，將造成破壞性 相加，使得合成的接收信號變得微小，因此造成訊號的起伏。此散射所造成的訊 號強度起伏，再配合上多路徑傳播造成相同訊號抵達接收端會有時間差，便構成 了一般無線通道中的多路徑衰落。由於此種衰落變化速度較遮蔽衰落快很多，又 稱此為快衰落(fast fading)，而稱遮蔽衰落為慢衰落(slow fading)。藉由圖2.2.1所 描繪的傳播空間可以清楚的看出多路徑與散射效應的成因。另一個重要的參數則 是延遲擴散(delay spread)，延遲擴散是由於在電波傳播在多重路徑情況下接收機 所接收的訊號會在不同時間點抵達之現象。其成因在於訊號經不同路徑所經歷的 傳播距離並不相等，在電磁波傳播速度相同的情況下，導致同一時間發出的訊號 會在不同的時間點抵達。再加上經各路徑抵達之相同訊號在相位(phase)上所遭受 的影響皆不相同，因此在接收端可能會有相互加成或抵消的現象，進而產生的衰 落的結果。在OFDM系統中，為了消除多路徑傳播所造成的影響，保護區間(guard interval)的長度需大於通道延遲擴散的長度，以確保訊號不會受到具頻率選擇性 的衰落(frequency selective fading)效應。
...
圖2.2.1 多路徑傳播模型
在圖2.2.1 中，使用者與基地台間訊號傳播時會有兩條主要的路徑，相較於 沒有經過反射的情況，訊號經此兩條傳播路徑到達接收端時分別延遲的時間也不 同秒。其中延遲τ代表經由山所反射傳播的訊號，也代表訊號在傳播空間中是經 由某大型的障礙物反射至接收端的。由於訊號被大型障礙物反射時會有漫射 (diffraction)的效果，因此訊號反射至使用者接收端附近時還會再被附近的小障礙 物反射或折射，造成使用者所收到經某一路徑到達的訊號，事實上是從四面八方 來的。此種情況在市區中或傳播環境很混亂的情況下特別明顯，也因此造成了散 射效應。同理，經由路徑二所傳播的訊號到達使用者附近時，亦會因接收端周圍 傳播環境的變化(在此為大樓)造成使用者接受到從該路徑到達的訊號，事實上是 從四面八方而非特定方向到達的。
在 描 述 通 道 環 境 之 多 路 徑 特 性 時 ， 通 常 皆 以 通 道 之 脈 衝 響 應(impulse response)呈現。其物理意義在於藉由發射在時間軸上極短的脈衝，其經過通道中 不同的路徑會在不同的時間點抵達接收端，而在接收端只要觀察所收到多個脈衝 相對的時間點便可得知訊號經過該通道會經過何種多路徑效應。本研究進行時皆 以802.20規格制定中所採用之技術文件[57]做為參考依據，不同的模擬環境將反 映在時域通道脈衝響應(impulse response)之傳播路徑數目與相對延遲擴散之中。
圖2.2.2 通道脈衝響應所代表之模擬環境適用於使用者處於戶外並搭乘交通工具 移動之情況(Channel A)†，包括了六條主要反射路徑組成，且通道的最大延遲擴 散為 2510ns。模擬平台在設計時 OFDM 符元間距為 15.625µs，保護區間長度 為3.125µs，便是為了確保就算在此種較惡劣的通道環境中，訊號傳輸時所遭受 的延遲必會落在保護區間之長度內，以進一步確保 OFDM 各子載波彼此間沒有 干擾，並維持住OFDM符元的正交性。
Average Power (dB)
Relative Delay (nsec)
0 310 710 1090 1730 2510
0
-1.0
-9.0
-10.0
-15.0
-20.0
圖 2.2.2 電腦模擬時所引用之通道脈衝響應(Channel A)[57]
為了模擬出多路徑衰落的效果，除了藉由時域通道脈衝響應來模擬多路徑傳 播的效果，最重要的就是模擬散射(scattering)的效果。最常在系統模擬使用的便 是Jakes模型，其考慮之訊號散射環境如圖2.2.3所示。
圖 2.2.3 Jakes模型所考慮之訊號入射角度
此模型假設使用者鄰近的反射物在二維的平面上是數量有限且均勻分佈。如 此一來，當使用者朝某個方向移動時，來自每個反射物的訊號所遭受的都卜勒頻
率偏移(Doppler frequency offset)便可得知。由於使用者手機上的天線幾乎都是無 指向性(omni-directional)天線，因此所收到的訊號便是來自每一個反射物的訊號 加總的結果。經由Jakes模型配合所考慮之通道脈衝響應模型便可在電腦中模擬 出多路徑衰落通道之效果，如圖2.2.4所示。
圖2.2.4 多路徑衰落通道
然而在圖2.2.4 中所顯示的是在特定載波上所觀察到通道隨時間的變化，但 並無法反映出同時在多根載波上所觀察到的通道響應。為了觀察此效果，可將所 產生的多路徑衰落響應進行傅利葉轉換(Fourier transform)，便可得到通道在頻域 的響應。本研究所設計的系統共有1024 根子載波，因此前述產生的通道響應再
然而在圖2.2.4 中所顯示的是在特定載波上所觀察到通道隨時間的變化，但 並無法反映出同時在多根載波上所觀察到的通道響應。為了觀察此效果，可將所 產生的多路徑衰落響應進行傅利葉轉換(Fourier transform)，便可得到通道在頻域 的響應。本研究所設計的系統共有1024 根子載波，因此前述產生的通道響應再