縫隙耦合單饋入圓極化微帶天線…

為了克服欲藉由提升天線高度以改善天線頻寬時所遇到的阻抗匹配問題，我 們採用縫隙耦合(aperture coupling)的方式來饋入天線。圖 3-9 為設計的單饋入圓 極化天線結構圖與各項參數

圖 3-9、縫隙耦合單饋入圓極化微帶天線結構圖與各項參數

利用縫隙耦合微帶線的方式來饋入天線，在相關的論文中已被提出，[6] 其 不同於傳統直接將饋入探針連接到天線表面，而是在饋入探針連接到一段微帶線 上，再藉由此微帶線以電容耦合的方式來饋入天線。如此一來，若能適當的調整 各項參數，將可使得耦合電容與饋入探針所產生的電感性相互抵消同時也能達成 50Ω 輸入阻抗的效果。

當此種天線高度增加時，由模擬發現可藉由改變圖 3-10 中耦合器的長度 t 來抵消饋入探針所引起的電感性。圖 3-10 顯示在天線其他參數不變的情形下，

不同 t 長度，天線史密斯圖變化情形。由圖可知，當 t 的長度下降時，除了相當 於等效在天線饋入端額外串接一電容外，並不會對天線圓極化頻寬有明顯的影 響。

圖 3-10、不同長度 t，天線阻抗的變化 天線各項參數：

L=120mm d=40mm ∆ L=48.5mm

t=10，12，14mm a=1mm H=25mm

r 4.7

ε

= Loss tan=0.02 板厚=1.6mm

50 歐姆之天線輸入阻抗可經由調整耦合器和天線間的距離 a 來達成。圖 3-11 顯示在天線其他參數不變的情形下，改變耦合器和天線間的距離 a，天線史密斯 圖變化情形。由圖可知，當 a 的值下降時，此種天線的輸入阻抗會隨著上升。

由模擬發現，除了增加天線高度能提升阻抗頻寬與圓極化軸比頻寬外，此種 天線在固定高度時縮小天線內部邊長 d 值也能達成此效果。不過，d 值減小的同 時，需適當縮小 t 值與拉近耦合距離 a 值才能達成阻抗匹配天線。

圖 3-11、不同耦合距離 a，天線阻抗的變化 天線各項參數：

L=120mm d=60mm ∆ L=45.6mm t=20mm a=8，6，4mm H=25mm

r 4.7

ε

= Loss tan=0.02 板厚=1.6mm

圖 3-12 是在討論當天線已達成適當阻抗匹配後，不同截角∆ L 大小對天線圓 極化與阻抗頻寬變化情形。由圖 3-12(a)可知截角∆ L 大小對阻抗頻寬變化不 大，只需微調參數 a 和 t 值來恢復適當的阻抗匹配。不過對 3dB 圓極化頻寬而言，

由圖 3-12(b)可知在其他天線參數不變下，調整截角∆ L 大小可獲得最佳化情形。

模擬與實作通常會有些微的頻飄，我們可藉由稍微調整外邊長改變天線共振 頻率，再藉由調整截角長度找出最佳化的圓極化情形。

Frequency(GHz)

0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5

S11 ( d B )

-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0

UL = 46.5mm

UL = 52.2mm

UL = 57.8

UL = 60.6mm

(a) 天線 S 參數頻寬變化情形

Frequency(MHz)

900 905 910 915 920 925 930 935 940 945 950 955

Ax ial Ra ti o ( d B)

0 1 2 3 4 5

UL ^=46.5mm UL =52.2mm UL =57.8mm UL =60.65mm

(b) 天線圓極化變化情形

圖 3-12、不同截角 ∆ L 大小，天線圓極化與阻抗頻寬與圓極化變化情形 天線各項參數：

L=114.6mm d=50mm ∆ L=46.5~60.65mm

t=9mm a=1mm H=30mm

r

4.7

ε

= Loss tan=0.02 板厚=1.6mm

3.4 縫隙偶合單饋入圓極化微帶天線量測結果與討論

圖 3-13、縫隙耦合單饋入圓極化微帶天線實作圖(RHCP) 天線各項參數：

L=114.6mm d=50mm ∆ L=52.2mm

t=9mm a=1mm H=30mm

r 4.7

ε

= Loss tan=0.02 板厚=1.6mm

圖 3-13 為縫隙耦合單饋入圓極化微帶天線實作照片，圖 3-14 為實作量測與模擬 結果之 S 參數與圓極化情形之比較。由圖 3-14(a)可知實作阻抗頻寬與模擬相當吻合，

而由 3-14(b)發現，實作天線時圓極化頻率會往低頻飄移。因此我們在模擬時將圓極化 頻段往高頻移動，使得實作天線圓極化中心頻率落在 915MHz 附近。圖 3-15 為天線 的輻射場型與增益及圓極化情形量測結果。

Frequency(GHz)

0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5

S11 ( d B)

-30 -25 -20 -15 -10 -5 0

Simulation Measurement

(a) 阻抗頻寬比較

Frequency (MHz)

890 900 910 920 930 940 950

Ax ia l Ra ti o ( d B )

0.0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0

Simulation Measurement

(b) 圓極化頻寬比較

圖 3-14、縫隙耦合單饋入圓極化微帶天線實作量測比較

895M Hz cp

圖 3-15(a)、895MHz (dBi) 圖 3-15(b)、900MHz (dBi)

905M Hz cp

圖 3-15(c)、905MHz (dBi) 圖 3-15(d)、910MHz (dBi) 圖 3-15、天線的輻射場型(YZ 切面)與增益(dBi)及圓極化情形量測結果

915 M Hz cp

圖 3-15(e)、915MHz (dBi) 圖 3-15(f)、920MHz (dBi)

925M Hz cp

圖 3-15(g)、925MHz (dBi) 圖 3-15(h)、930MHz (dBi) 圖 3-15、天線的輻射場型(YZ 切面)與增益(dBi)及圓極化情形量測結果

天線效能 f（MHz）_c AR BW (MHz；%)

S11 BW (MHz)

peak antenna gain (dBic)*

shrink percentage (%)

模擬結果 925 45；48.6 836~1130 7.66 30 實作量測 913 39；42.7 822~1140 8.74 30

表 3-2、圖 3-13 天線實作之效能評估

f ：圓極化中心頻率、 AR BW：3dB 圓極化軸比頻寬、 c

S11 BW：S 參數小於 10dB 之頻寬、

peak antenna gain： f 時天線增益，此處天線增益定義見 2.4 節 _c shrink percentage：相對於典型二分之波長共振圓極化天線的縮小百分比

表 3-2 為圖 3-13 縫隙耦合單一饋入圓極化微帶天線實作之效能評估，可明顯 看出天線圓極化中心頻率及頻寬皆能滿足 915MHz 射頻辨識系統圓極化讀碼天 線要求。實作量測 3dB 圓極化頻寬小於模擬結果，主要原因可能有:1.模擬圓極 化是看零度的軸比，而量測則是以零度附近的相對高低點來計算軸比、2:天線量 測時若稍微偏離發射天線正向，也會使得圓極化情形下降。

第四章 變容二極體控制切換波束印刷天線陣列 (Varactor-Controlled Beam-Switching

Printed Antenna Array)

4.1 動機與簡介

在無線通訊中，我們常希望能改變天線的波束方向與形狀來使訊號傳波增益 與傳輸距離獲得提升，並減少不必要的干擾與降低被干擾的發生率。為了達成此 目的，智慧型天線(Smart Antenna)技術日益受到重視。依設計考量不同，智慧型 天線可分為自適性天線陣列(adaptive antenna array)與切換波束式(switch beam)系 統兩種。

自適性天線陣列利用數位訊號處理和陣列天線觀念，充分利用訊號方向性來 計算權重(weight)並適應性地調整權重，運用波束構成(beamforming)技術來控制 波束場型（beam pattern）的調整，把主波束對準接收訊號並適應性地即時追蹤 訊號，且同時將干擾訊號零陷(Null)掉，以期能提供一個能達到最大訊號雜訊干 擾比(signal to interference and noise ratio；SINR)的天線場型，來提升接收品質並 增加容量、擴大涵蓋面和提高傳輸速率。自適性天線陣列利的效益雖然高，但因 為需要具備高複雜度的適應性演算法，使得在硬體實現上的難度與成本增高。

切換波束式系統則是使用具有多個可切換的固定波束場型的天線，視接收訊 號位置所在而切換不同的對應波束來接收訊號，同時消除干擾源訊號，因為訊號 不一定會處於固定波束的中心點，因此切換波束作法並不能保證一定是最佳化的 接收狀態，儘管如此，由於方法簡單且不需複雜的運算，使得切換波束式系統仍 廣泛的被使用。本章節即在設計能以平面印刷電路板(printed circuit board)技術來 實現切換波束式的天線，以期能大幅降低硬體成本與縮小天線面積並使天線實作 容易。

ٛ

4.2 基本原理

傳統的切換波束式系統其波束構成器(beamformer)採用巴特勒矩陣(Bulter matrix)，配合相對應的陣列天線來實現切換波束效果。但此系統若希望增加切換 波束數目則系統所佔面積將大幅提昇。

另外一種適用於切換波束式系統的天線為切換寄生天線(switched parasitic antenna)，圖 4-1(a)為其原理示意圖。可發現此類天線只需一射頻輸入訊號在中 間的天線饋入端，而藉由旁邊的寄生天線其上的二極體開關(diode switch)的開與 關來使得天線陣列場型最大值出現在θ

=

0 度或 270 度。圖 4-1(b)則是利用五元 件(five element)單極天線(monopole antenna)來實現切換寄生天線，藉由四個二極 體開關狀態不同可在 XY 平面上達成至少四個不同方向的波束切換。此種切換波 束式系統如果想要增加切換波束數目，只需增加同心圓上的寄生天線數目，並不 會增加系統所佔面積。[7]

(a) 切換寄生天線示意圖 (b) 以五元件單極天線實現切換寄生天線 圖 4-1、切換寄生天線結構

圖 4-2(a)為一種修正型的切換寄生天線結構，其寄生天線連接到變容二極體 (varactor diode)如圖 4-2(b)所示，此類天線原理源自圖 4-3(a)所示的八木-宇田天 線(Yagi-Uda antenna)。[8] 八木-宇田天線是基本上包含驅動元件(driven

element)、導波元件(director element)、與反射元件(reflector element)。其中驅動 元件多採用半波長偶極天線(half wavelength dipole antenna)或四分之波長單極天 線，典型的八木-宇田天線導波元件彼此的距離S 介於 0.2~0.35_D λ 之間，而反射 元件距離S 則介於 0.15~0.25_R λ 之間，而導波元件長度稍微小於驅動元件，反射

元件長度則稍微大於驅動元件。由實驗發現當導波元件數目增加時天線增益能獲 得提升，而各元件之間的長度與距離將會對天線之增益、輸入阻抗、場型增益前 後比(front-to-back ratio)、半功率波束寬度(half power beam width：HPBW) 等造 成影響。[9]

(a)天線示意圖 (b)天線各元件結構圖 圖 4-2、修正型的切換寄生天線結構

最簡單的八木-宇田天線為三元件八木-宇田天線，也就是只有一個導波元 件，根據實驗報告指出三元件八木-宇田天線最大可獲得增益約為 9dBi，而S 和_D

S 約介於 0.15~0.25R λ 之間，導波元件比驅動元件短約 5%，反射元件則比驅動元 件長約 5%左右。圖 4-2(a)的天線即是利用類似圖 4-3(b)等距離的三元件八木-宇 田天線來實現切換寄生天線。[10]

圖 4-2(a)的六個寄生元件當其下方負載為一負電抗(negative reatance)時在電 磁波上(electric length)等效變短，即可視作三元件八木-宇田天線中的導波元件，

當其下方負載為一正電抗時在電磁波上等效變長，即可視作三元件八木-宇田天 線中的反射元件。[11] 圖 4-2(b)修正型的切換寄生天線是藉由改變其下方變容二 極體偏壓(bias)來改變電容值，由於變容二極體只提供不同的負電抗值，可藉由 預先將六個寄生元件實際長度些微增加，使六個寄生元件能夠成功的扮演導波元 件或反射元件。另外圖中的電阻(R)與電容(C)是用來阻隔高頻訊號與直流訊號。

(a)典型的八木-宇田天線結構 (b)等距離的三元件八木-宇田天線 圖 4-3、八木-宇田天線

圖 4-2 修正型的切換寄生天線相較於圖 4-1 傳統的切換寄生天線，多了幾項 優點，1、相較於傳統切換寄生天線是由寄生天線上固定的開關狀態來改變天線 場型，修正型的切換寄生天線可藉由最佳化各寄生天線上變容二極體的電容值來 獲得最大的天線增益，2、傳統切換寄生天線所使用的開關多以 PIN 二極體(PIN diode)實現，當開關導通時會有直流電流(DC current)通過，使得功率消耗增加。

而變容二極體則是藉由在逆偏狀態改變偏壓大小來改變電容大小，而其逆偏電流 相當小可視為零，使得修正型的切換寄生天線功率消耗大幅縮小。[12]

本章即在設計能以平面印刷電路板(Printed Circuit Board)技術來實現修正型 的切換寄生天線，以期相對圖 4-2 所示結構能更進一步降低硬體成本與縮小天線 面積並使天線實作容易。

4.3 設計與分析

由於一般八木-宇田天線會有低輸入阻抗情形產生，若不使用阻抗轉換器則 需以犧牲天線增益或放大副波瓣(minor lobe)來獲得阻抗匹配。圖 4-4 為我們設計 以平面印刷電路板技術來實現三元件、五元件、七元件變容二極體控制切換波束 天線模擬結構圖。各自的天線輸入阻抗如圖 4-5 所示，其輸入阻抗皆小於 50 Ω 但 彼此也並不相等。如同八木-宇田天線常見的阻抗轉換設計，我們採用如圖 4-6(a) 的折疊式偶極天線(folded dipole antenna)來取代原先的偶極天線。理想的折疊式

由於一般八木-宇田天線會有低輸入阻抗情形產生，若不使用阻抗轉換器則 需以犧牲天線增益或放大副波瓣(minor lobe)來獲得阻抗匹配。圖 4-4 為我們設計 以平面印刷電路板技術來實現三元件、五元件、七元件變容二極體控制切換波束 天線模擬結構圖。各自的天線輸入阻抗如圖 4-5 所示，其輸入阻抗皆小於 50 Ω 但 彼此也並不相等。如同八木-宇田天線常見的阻抗轉換設計，我們採用如圖 4-6(a) 的折疊式偶極天線(folded dipole antenna)來取代原先的偶極天線。理想的折疊式

在文檔中 射頻辨識系統圓極化讀碼天線與變容二極體控制切換波束印刷天線陣列設計 (頁 22-0)