此計畫主要目的為設計OFDMA/WDM都會環狀網路，以支援Quad-play整合 型服務，如圖一。都會環狀網路各節點可連通全光接取網路(如被動式光網路)以 及無線接取網路(如WiMAX網路)。在光纖線上，利用WDM切分成數個波長通道 進行傳輸，而每個波長通道則採用OFDM技術切分成數百個速率較低之子通道。
數據、語音、視訊等資料以及無線RF訊號，則在子通道上進行傳送。在環網上 的節點，可以連接全光接取網路、無線接取網路、或是長途骨幹網路。在傳輸數 據、語音、視訊等資料時，會與網路上游解調後的資料，一起進行調變，再傳送 至下游節點。由於無線網路目前主流已採用OFDM進行調變，因此在傳遞無線RF 訊號時，不再重新解調，直接載入預先配置之子通道。在節點架構內，來自環網 上游節點之OFDM通道傳至此節點時，經由接收器轉成電訊號，透過解多工器將 RF訊號與數據、影音、視訊等資料訊號分離，資料訊號藉由OFDM解調之後得 到原始封包資料，利用控制標頭先判斷封包目的地，若為此節點，則將其接收下 來，並清空其所佔據之OFDMA位置。此節點若有封包需傳遞至下游節點，則觀 察通道閒置區塊，並藉由媒介存取控制技術，決定其傳送時間，接著與上游節點 其餘之封包一同進行OFDM調變，最後與無線RF訊號組合後一同傳送。RF訊號 藉由獨立子通道傳輸，不需經過解調。在傳送接收交換器裡，配置給此天線之 RF訊號子通道會藉由天線直接往外傳送，而天線接收之RF訊號，也會與其它子 通道之RF訊號一同傳至下游節點。
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圖一、OFDMA/WDM都會環狀網路架構
z 子計畫一：全光WDM都會網路之OFDMA/WDM媒介存取控制與頻寬分配系統 為了滿足加入無線訊號資料之Quad-play服務，在子計畫一，我們著重在 OFDMA/WDM都會環狀網路架構設計，包含無線RF訊號與OFDMA訊號之傳輸 整合能力與多重存取控制技術。在2.1.1章節，我們提出讓無線RF訊號與OFDMA 資料訊號疊合傳送之技術與40 Gb/s之OFDMA光封包交換技術。在2.1.2章節，我 們針對OFDMA傳輸之特性以及此環狀網路之架構，提出新式OFDMA時槽控制 架構以及類神經模糊理論為基礎之多重存取控制機制。
2.1.1、RF/OFDMA 資料訊號疊合技術與 40 Gb/s OFDMA 光封包交換技術 OFDMA/WDM都會環狀網路架構設計，除了傳送數據、語音、視訊之外，
亦須支援多重無線訊號[9]。節點在接收無線RF訊號之後，利用混合器、震盪器 以及濾波器，將無線訊號經過頻率偏移過程到預先配置的頻帶，以疊加在原有 OFDMA訊號上，並直接調頻雷射送至下一個節點。當下游節點收到光波時，將 接收訊號分成兩條路徑，第一條為下傳的OFDMA訊號，流程包含類比數位轉換 器、OFDM解調、控制通道辨識、下載與上傳此節點之資料、產生OFDM調變訊 號，並且進行數位類比轉換。在第二條路徑，系統在配置的無線波段使用通道濾 波器，以移除OFDMA訊號並保留所有無線訊號。RF結合器將此節點所收到之RF 訊號與上游節點之RF訊號合併。最後，系統將RF訊號與OFDMA訊號整合，並驅 動雷射傳輸。我們藉由雛形實驗網路進行測試，將多重RF訊號與OFDMA訊號結 合，以驗證此OFDMA環狀網路與系統架構可行性。如圖二，實驗網路測試包含 四個節點，其中Node 1會產生OFDM訊號，並且Nodes 1, 2, and 3會產生無線RF 訊號，而Node 4則會將訊號解回來。在這個系統底下，為了達到最佳化傳輸表現 與網路規模成長性，無線訊號與OFDMA訊號之能量分布成為決定性的系統參 數。因為OFDMA訊號在每個節點皆先解調再重新調變，因此在節點之間的能量 漏失情況顯得較為輕微，OFDMA訊號允許保持較低驅動能量，讓接收器可以正
圖二、OFDMA 環狀雛形實驗網路設置
確回復資料。為了達到OFDMA訊號的高峰均功率比，隨著RF能量比例增加，且 OFDMA訊號表現可接受範圍內，我們採用能量比例為1.5去最佳化RF訊號完整 性，在最後節點的鏈結能量比例則設定為0.1。
為了增加資料傳輸率至40 Gb/s，高頻寬光都會環網採用Mach-Zender調變器 (MZM)以避免光纖傳輸後之單邊帶[10]能量衰減。然而MZM設備相對而言較為昂 貴，具有成本效益之其他方案為使用直調方式。如直調DFB雷射(DML)以及致電 吸光調變技術(EAM)。若單純採用DML方式會有兩項阻礙。首先是DMLs產生雙 帶寬光OFDM訊號而產生能量衰減。第二為DML正啾頻現象在傳輸超過常規最 大傳輸距離時有較糟效應。因此我們展示在10-GHz DML與EAM元件下，達到40 Gb/s傳輸率。在實驗架構內，OFDM傳輸器包含序列轉平行埠轉換器、QAM調 變器、快速傅利葉逆轉換器、循環字首插入器、與數位類比訊號轉換器。AWG 的取樣率與數位類比訊號解析力分別為12 GS/s與8位元。驅動訊號包含一個 23.4375-MSym/s 128-QAM符號之OFDM訊號，其編碼在6-98通道，頻寬為2.18 GHz。此為第一頻帶，資料傳輸率為15.2578 Gb/s。在第二頻帶由另一個OFDM 訊號具備相同的符元率但是採用64-QAM格式編碼，並且向上轉換至4.406 GHz 波段，其佔用99-186通道與200-287之合併資料率24.75 Gb/s。此兩OFDM頻帶合 併，我們可以達到40 Gb/s資料傳輸率。圖三展示了實驗設置並內置相應位置之 電子頻譜展示。兩道電子訊號之資料流分別由AWG之通道一與通道二產生。將 通道二訊號放大並且移頻至4.406 GHz。經過方向耦合器，兩組訊號接著合併，
並且傳送至DFB或EAM。經由標準的單模光纖傳輸後，此光訊號由光感測器接 收。經過平方律檢波器，放大其波形並由數位示波器擷取，其採樣率為50 GS/s 以及3 dB頻寬為16 GHz。利用離線Matlab DSP程式作OFDM訊號解碼。由星座 圖，我們量測訊號雜訊比並計算位元錯誤率。由於RF訊號在光纖傳輸減弱會嚴 重影響DML/EAM的之表現，我們採用了預加重演算法克服此問題。
圖三、含頻譜展示之實驗設置架構圖。(a) 通道 2；(b) 通道 1；
(c) 通道 1 經過移頻轉換後；以及(d) 結合通道 1 與通道 2。
2.1.2、多重存取控制技術
由於所有節點共用同一條通道，因此上游節點若擷取所有可用頻寬，將使下 游節點無法存取此通道。為了解決傳輸公平性問題，需要限制上游節點的傳輸，
方能維持足夠的剩餘頻寬給下游節點使用[11]。而在存取控制技術上，又分為兩 種類型，分別為預防式控制與回饋式控制。若是上游節點無法即時得知下游傳輸 狀態，則必須採用預防式控制。由於全光網路頻寬過大，在暫存器數量不高情況 下，上游節點反應無法即時性的讓下游節點迅速紓解本身的壅塞狀況。因此我們 提出的方法為以預防式控制為主的機制。在每個節點，多重存取控制系統(MAC) 藉由每個節點內部產生的permit來調節自身節點在每個frame time內的slot傳輸。
這permit定期由設置給此節點之固定速率(permit rate; PR)產生，並且儲存在節點 內部虛擬之permit queue。此Permit queue size (PQS)有容量限制，若是已滿，則 新的permit將被扔棄。在一個frame time裡，若至少有p permits以及p可用slots，則 此節點可以傳送p slots至網路。在傳送p slots資料之後，則p permits也會由queue 內移除。我們的permit-based MAC在設定各PR與PQS值給節點時，會直接影響所 有下游節點的輸出流量與延遲表現，因此這項挑戰在於所有節點的(PR, PQS)之 聯合設定以達到公平與高輸出之頻寬分配。
為了達到此目的，此MAC機制採用類神經模糊系統來實現。類神經模糊演 算法已經被廣泛用來解決應用於複雜實際系統之非線性反函數問題[12]，這些問 題無法藉由精確的數學理論模型來完成。這方法兼具類神經網路學習與模糊系統 推論之優勢，藉由線上或離線訓練，此類神經模糊法透過調整內部模糊規則結構 與參數，獲取系統輸入輸出參數之關係。在數種類神經模糊提案中，自我建構類 神經推論網路(SONFIN)[12]展現了高度能力去改變系統狀態，因此在我們的設計 裡採用了SONFIN架構。如同先前所描述的，一個節點的平均延遲(D)僅與其PR, PQS設定以及所有在前的節點之PRs, PQSs有關。因此若先固定單一PQS值給所有 節點，決定其PR值去符合延遲要求就成為一個非線性之反函數問題。假設網路
圖四、節點k 之類神經模糊 MAC 系統。
共有Ｎ節點，依據上下游之順序編號為 1 到 N，則節點k之MAC系統如同圖四 所示，由k個SONFINs串連建構，分別對應到前k-1節點以及節點k。在離線訓練 程序，我們藉由網路模擬程式蒐集具代表性的訓練資料。而線上操作上，在每一 次的系統起始時，給一組目標延遲值，D，對 i 由 1 到 k，設定Di=D，以及各 節點相同的PR，SONFIN可以得到PQSk值給節點k使用。同理，我們亦可以將目 標延遲值D與固定PQS值，經由SONFIN得到PRk值給節點k使用。
根據類神經模糊多重存取控制系統架構，我們藉由模擬程式來完成節點平均 延遲以及延遲公平性表現。我們觀察到延遲公平性在較小的PQS設定(=100)之下 可以達到優越的表現，但會導致偏高的延遲。我們檢查了平均延遲為PQS的函 數，平均延遲會隨著PQS值的增加而大大的遞減，而訊務凸波愈高情況下，對於 延遲的改善愈明顯。然而，提高PQS設定值到3000可以有效的減輕延遲，代價卻 是延遲表現上的不公平現象。越是處在下游節點，其傳送延遲會越糟。這問題在 訊務凸波愈高之情況下，會更凸顯。也因此若要在所有節點共用相同PQS與PR 設定情況下，平均延遲與延遲公平性表現將會是一個有得有失的問題。因此我們 試圖分配不同的PQS與PR值給所有節點來達到延遲公平性。我們首先固定PR值
根據類神經模糊多重存取控制系統架構，我們藉由模擬程式來完成節點平均 延遲以及延遲公平性表現。我們觀察到延遲公平性在較小的PQS設定(=100)之下 可以達到優越的表現，但會導致偏高的延遲。我們檢查了平均延遲為PQS的函 數，平均延遲會隨著PQS值的增加而大大的遞減，而訊務凸波愈高情況下，對於 延遲的改善愈明顯。然而，提高PQS設定值到3000可以有效的減輕延遲，代價卻 是延遲表現上的不公平現象。越是處在下游節點，其傳送延遲會越糟。這問題在 訊務凸波愈高之情況下，會更凸顯。也因此若要在所有節點共用相同PQS與PR 設定情況下，平均延遲與延遲公平性表現將會是一個有得有失的問題。因此我們 試圖分配不同的PQS與PR值給所有節點來達到延遲公平性。我們首先固定PR值