開迴路增益 (Open Loop Gain)

根據圖20(b)，壓電諧振換流器之轉移函數Ginv(s)為：

B A I

D

¹

s Rx

inv

( s )

ˆ ) vˆ s (

G = −

⁻

= ω

(50)

將(42)、(43)與(49)代入(50)，即可求得Ginv(s)為：

) s ( a

) s ( b ) k s (

G_inv = × (51)

其中，k為常數、a(s)與b(s)分別為變數s的八階及七階多項式。

本計畫第二年所提之高輸入直流電壓軟切換橋式變流器，其負載為多支燈管，而 LCD螢幕亮度的均勻程度即與燈管電流的均流相關，一般要求在5 % ~ 10 %之間，但對 於大尺寸面板的均流效果將更加嚴格。傳統使用的方式是利用被動式均流電路(例如具 互耦效果之磁性元件、或是高阻抗元件作為阻抗匹配)，因此需要較多數量之磁性材料。

本計畫將試圖利用主動式均流電路，達成低成本、均流誤差在5 %以內之目標。

如圖21所示，即為本文採用多組冷陰極燈管之背光模組架構。其中，市電電源經由 交流-直流轉換器(AD-DC Converter)與功率因數控制器(PFC Controller)將其輸入電壓與 電流始終維持同相位之弦波狀態，藉此完成功率因數修正之功效，並於其輸出端提供一 直流電壓(380 VDC)，驅動後級D型並聯諧振換流器(Class-D Parallel Resonant Inverter)，

達成啟動與控制多組冷陰極燈管(Multi-CCFL)之目的。其次，換流器將功率因數修正器 之輸出電壓利用換流器電路中之功率開關切換為脈波型式之電力信號後，其信號經由諧 振槽(Resonant Tank)將其轉換為弦波信號，再利用變壓器(Transformer)完成升壓之動作，

藉此啟動與驅動多組冷陰極燈管。再者，藉由取樣其電流當作回授(Feedback)信號控制 換流器其脈波形式電力信號之切換頻率，藉此達成D型並聯諧振換流器輸出功率穩定之 目的。故此架構即可降低液晶顯示裝置之構件成本並縮減其體積，大幅節省成本，進而 提昇產品之競爭力。

AC-DC

converter inverter resonant

tank transformer multi-lamp

(CCFL)

PFC controller

frequency

generator feedback

class-D parallel resonant inverter power factor correction

AC line

圖21、本文採用之多組冷陰極燈管之背光模組架構

如圖22所示為目前普遍應用於驅動多組冷陰極燈管之架構，其各組冷陰極燈管皆由 個別之諧振換流器所驅動。由於此架構驅動各組燈管之控制信號為非同步之狀態，因 此，欲調整燈管之亮度時，必須外加電路使其控制信號完成同步之狀態，故需額外增加 電路之製作成本。其次，此電路換流器所需之低電壓輸入電源Vin仍須經由一DC-DC降 壓轉換器而獲得，因此，其電路之整體效率無法提昇。再者，其多組驅動冷陰極燈管之 電路也將大幅增加液晶顯示器之構件體積。

頻率

控制器1 換流器 1 諧振電路1 變壓器 1

CCFL1 CCFL2 V_in

頻率

控制器2 換流器 2 諧振電路2 變壓器 2

CCFL3 CCFL4 V_in

頻率

控制器3 換流器 3 諧振電路3 變壓器 3

CCFL5 CCFL6 V_in

頻率

控制器N 換流器 N 諧振電路N 變壓器 N

CCFLN-1 CCFLN V_in

圖22、利用多組諧振換流器冷陰極燈管之電路架構

圖23所示為本文中應用於驅動多組陰極燈管之D型並聯諧振換流器之電路架構。本 系統之主電路包括直流輸入電源VDC、切換開關S1與S2、隔離電容Cx、諧振電感Lr、諧振 電容Cr、昇壓變壓器T1、安定電容CB1-CB16與冷陰極管CCFL1-CCFL16。圖24(a)所示為穩 態下圖23之等效電路，其中，次級側之安定電容CB1-CB16及冷陰極管CCFL1-CCFL16對應 至變壓器初級側後，再與輸入電源vd(t)、諧振電感Lr、諧振電容Cr、升壓變壓器T1之激 磁電感(Magnetizing) Lm組成一諧振槽。由於變壓器次級側之燈管於穩態操作下可等效為 一阻抗，故利用電阻R_l1-R_l16取代冷陰極管。其次，採用隔離電容Cx 可將輸入電源之直 流成分隔離，其電容值遠大於初級側之諧振電容與次級側之安定電容，故可將其忽略以 簡化計算過程。因此，藉由圖24(a)則可再等效為一般並聯諧振電路之架構，如圖24(b) 所示，由此圖即可決定該換流器之諧振頻率(Resonant Frequency) fr及其電路品質因素 Q，如下所述。

f

_r

LC

= π 2

1 (52)

C

L 多採用電容，在實作時為了能有效地降低冷陰極管動態負阻抗(Dynamic Negative Impedance)之非線性特性，通常安排安定電容之阻抗大於冷陰極管的阻抗，然而，若將

圖25、輸出電流3.5 A時零電壓導通量測波形

VDS VGS

Io

圖26、輸出電流12 A時零電壓導通量測波形

圖27、空載時PFC關閉之實測波形2 表3、110V輸入時全機功率因數與效率表 輸入電

壓(V)

輸入電 流(A)

輸入功 率(W)

輸出電 壓(V)

輸出電 流(A)

輸出功 率(W)

SRC

效率 PF值

110 0 0.498 12.07 0 0 X 0 110 0.16 17.6 12.05 1 12.05 0.684659 0.44 110 0.26 28.6 12.05 2 24.1 0.842657 0.719 110 0.38 41.8 12.05 3 36.15 0.864833 0.976 110 0.49 53.9 12.05 4 48.2 0.894249 0.984 110 0.61 67.1 12.05 5 60.25 0.897914 0.983 110 0.73 80.3 12.05 6 72.3 0.900374 0.985 110 0.85 93.5 12.04 7 84.28 0.90139 0.986 110 0.97 106.7 12.04 8 96.32 0.902718 0.985 110 1.1 121 12.04 9 108.36 0.895537 0.989 110 1.23 135.3 12.04 10 120.4 0.889874 0.988 110 1.36 149.6 12.04 11 132.44 0.885294 0.991 110 1.48 162.8 12.04 12 144.48 0.887469 0.992 110 1.62 178.2 12.04 13 156.52 0.878339 0.993 110 1.75 192.5 12.04 14 168.56 0.875636 0.991 110 1.89 207.9 12.04 15 180.6 0.868687 0.993 110 2.01 221.1 12.04 16 192.64 0.87128 0.991 110 2.12 233.2 12.04 17 204.68 0.877702 0.992 以壓電變壓器為主之半橋共振變流器實際電路採用之參數如表4所示，因此可計算 (51)之各項係數如表5所示。

表4、圖2(a)實際電路參數

符號 數值

R_l 129.1 kΩ Cd2 17.22 pF

R 1.16 Ω

L 1.27 mH

其次，本計畫中操作頻率ωs由電壓振盪器VCO所提供，其型號為CD-4046BC，VCO 輸入電壓ve對輸出角頻率ωs之特性曲線如圖28所示，其線性方程式利用曲線揉合(Curve

3.15 3.20 3.30 3.40 3.50 3.60 335

將(62)、(63)與(65)代入(66)，可得壓電諧振換流器小信號開迴路增益轉移函數Go之 頻率響應模擬結果如圖29所示，其中，模擬結果之低頻增益(Low-frequency gain)為−3.34 dB，頻寬為5.4 kHz。利用動態分析儀(FRA 5096, NF Inc.)實際量測Go之低頻增益為−5 dB，頻寬為4.7 kHz，故可證明本計畫利用諧波近似與諧波平衡程序所建立之小信號動 態方程式之正確性。

simulated G

o

measured G

o

圖29、開迴路增益Go之模擬與實測頻率響應

B. 回授補償器設計

根據圖29之模擬結果可知，Go之低頻增益低於0 dB，因此系統可利用比例-積分補 償器(PI compensator)提昇其低頻DC增益並消除系統穩態誤差，進而獲得足夠之響應速 度與相位邊限(Phase margin)。根據圖30所示，誤差放大器之轉移函數GEA如下：

s C R s 1 R R ˆ ) ˆ s (

G ^{f f}

i f f EA e

+

×

=

=

v

v

(67)

其角頻率(Corner frequency)為：

f f

z R C

= 1

ω (68)

V

ref

+

− v ^

f

v

e

^

R

f

C

f

R

i

圖30、應用誤差放大器之回授補償電路

此 處 設 定PI 補 償 器 之 交 越 頻 率 (Crossover frequency) 即 為 轉 角 頻 率 (Corner frequency)，並令其低於系統諧振頻率之1/100，因此在交越頻率ωz = 3405.5 rad/sec處可 提供3.34 dB (即1.47倍)之增益，亦即：

47 . C 1

R

1 ) C R ) (

j ( G

z f i

2 z f f z

EA =

ω +

= ω

ω (69)

首先設定圖30中之Ri = 10 kΩ，並將ω_z = 3405.5 rad/sec代入(68)與(69)，即可求出補 償器元件Rf = 10.6 kΩ (實際採用12 kΩ)，Cf = 28.2 nF (實際採用33nF)。此時，系統之交 越頻率為2525 rad/sec。模擬與實測之頻率響應如圖31所示，其中系統迴路增益Go與GEA

之乘積Gx，乃為壓電諧振換流器結合誤差放大器之轉移函數，由圖31可觀察系統低頻增 益提升，交越頻率為2850 rad/sec，相位邊限則為126.5^°，故壓電諧振換流器之穩態與動 態特性可大幅改善。

simulated Go

simulated GEA

simulated Gx

measured Gx

圖31、Gx之模擬與實測結果 壓電諧振換流器之電路參數與規格如表6所示。

表6、壓電諧振換流器之電路參數與規格 壓電變壓器

型號 EFTU14R0M01A 尺寸 29.9 × 5.66 × 1.9 (in mm)

額定功率 4.5 W

CCFL

型號 FL-30266AE

額定功率 3.9 W

工作電壓v_l 710 Vrms

工作電流i_l 5.5 mArms

換流器

工作頻率fs 54.2 k ± 2k Hz 輸入電壓VDC 15 V

當壓電諧振換流器輸入電壓改變且無回授時，其量測波形如圖32(a)-(b)所示。當壓 電諧振換流器之輸入電壓VDC = 15 V且VCO的操作頻率fs固定為54.2 kHz時，燈管電壓v_l

= 710 Vrms，燈管電流i_l = 5.5 mArms；當壓電諧振換流器之輸入電壓變化為20 V時，燈管 電壓v_l = 636 Vrms，燈管電流i_l = 7.07 mArms。

ch1 (VCO's output): 20 V/div ch2 (VDC): 10 V/div ch3 (v_l): 1 kV/div ch4 (i_l): 10 mA/div Time: 10 μs/div

(a)

ch1 (VCO's output): 20 V/div ch2 (V^DC): 10 V/div ch3 (v_l): 1 kV/div ch4 (i_l): 10 mA/div Time: 10 μs/div

(b)

圖32、未加入回授補償且直流輸入電壓為(a) 15 V、(b) 20 V時之量測波形

當壓電諧振換流器加入誤差放大器後，且輸入電壓從15V變化至20V時，其量測波 形如圖33(a)-9(b)所示。圖中可知VCO頻率變化為54.2 kHz至55.5 kHz，此時冷陰極管驅 動電壓與電流可分別穩定於710 Vrms 與5.5 mArms。圖33(c)顯示當輸入電壓步階變動時，

冷陰極管驅動電壓與電流亦可達到穩定狀況。

ch1 (VCO's output): 20 V/div ch2 (V^DC): 10 V/div ch3 (v_l): 1 kV/div ch4 (i_l): 10 mA/div Time: 10 μs/div

(a)

ch1 (VCO's output): 20 V/div ch2 (V^DC): 10 V/div ch3 (v_l): 1 kV/div ch4 (i_l): 10 mA/div Time: 10 μs/div

(b)

ch2 (V^DC): 10 V/div ch3 (v_l): 1 kV/div ch4 (i_l): 10 mA/div Time:

2

s/div

(c)

圖33、壓電諧振換流器加入回授補償之量測波形：(a) 15 V與(b) 20 V之直流輸入電壓與 (c)輸入電壓為步階變化

圖34為輸入直流電壓對燈管功率之曲線，當系統未加入回授補償時且輸入電壓變化 時，燈管功率從3.9 W變化至4.5 W。當系統加入誤差放大器後燈管功率皆可穩定在3.9 W。綜上所述，壓電諧振換流器加入本文所設計之回授補償器，可藉由追蹤適當之操作 頻率而穩定冷陰極管之驅動電流、驅動電壓、燈管亮度與燈管功率。

3.8 3.9 4.0 4.1 4.2 4.3 4.4 4.5 4.6

15.0 15.5 16.0 16.5 17.0 17.5 18.0 18.5 19.0 19.5 20.0

V

DC

(V)

P

_l

(W)

在文檔中 高性能LCD螢幕電源供應系統研製 (頁 21-32)