本論文將前節所提出的雙重叉路天線結構，應用於設計 IEEE 802.11a 與 802.11b 這二個無線通訊標準的雙頻天線，這二個通訊標準的工作頻段以及所佔 用之頻寬如表 1-1 所列，其中較為特殊的是 802.11a 這一通訊標準，此通訊標準 使用了三個頻段，其中 U-NII 低頻段與 U-NII 中頻段兩頻段相鄰，但 U-NII 中頻 段與 U-NII 高頻段之間相距 375MHz，因此在天線設計上，若要能夠有效地涵蓋 整個 802.11a 的頻段，天線在高頻處需要有較大的頻寬範圍，因此本論文所提出 的雙頻天線，在 802.11a 之頻段希望可以有 1GHz 以上的頻寬來涵蓋 5GHz 至 6GHz 這一頻帶。
圖 2-22 是應用前述的雙重叉路結構所設計的雙頻螯型天線(一)；本論文以[20]
中的單頻天線為基礎，於天線的中段加入第二個叉路結構，提供另一長度為
2.3GHz 及 5.75GHz，低頻段的-10dB 頻寬可以充份地滿足 802.11b 之需求，但是 高頻段的頻寬則無法有效地包含 802.11a 的頻帶；為了要使圖 2-23 高頻部分的頻 寬可以往低頻移動，因此增加圖 2-22 中第二叉路結構的長度，以 1mm 的距離做 為增加的間距，依次將第二叉路結構的長度由2.25mm增加至5.25mm。圖 2-24 是不同長度下第二叉路結構的反射損耗對頻率的關係圖，隨著長度的增加，高頻 部份的共振頻率明顯地向低頻移動，由圖上的結果分析，當第二叉路結構長度為
3.25mm的反射損耗表現較為理想，如圖 2-25 所示，圖中低頻段部份的頻寬可滿
足所求，而高頻段的頻寬雖然可以由 5.06GHz 至 5.80GHz，但仍不能滿足本論文 1GHz 以上頻寬之設計目的，因此僅有調整第二共振結構的長度，只能在改變高 頻共振頻率的位置上有顯著的影響，但是卻無法有效地改變頻寬之大小，故須針 對圖 2-22 的雙頻天線設計，進行其它參數的更動。
為了要解決高頻頻寬不足的問題，天線的設計改變成圖 2-26 的型式，此天 線設計與圖 2-22 的最大的差異是在於改變第二叉路結構的位置，將其下移至靠 近 50Ω 信號線饋入天線處，使低頻與高頻共振電流的共同路徑大幅減少，此一 設計方式在模擬的反射損耗圖 2-27 中，可看到高頻部份的-10dB 頻寬從 4.75GHz 延伸至 6.65GHz 約 2GHz 的頻寬，同時在 2.45GHz、5.15GHz 和 5.75GHz 都有相 對的最小反射損耗點。基於上述良好的模擬結果，故將雙頻螯型天線(二)的設計 予以電路實現，實作天線電路於圖 2-28 所示，且天線實測的反射損耗以及模擬 結果的比較展示於圖 2-29；從實際的量測結果中，高頻部份具有足夠的頻寬，但 是低頻部份的-10dB 頻寬往高頻偏移，同時比較圖上量測與模擬的曲線，由各個 相對最小反射損耗點可推知，實作天線的量測結果會往高頻偏移，其與模擬結果 的差距介於 150MHz 至 250MHz 之間，此實作與模擬數值的偏差量，是本論文 在設計天線時的一個重要參考數據。
綜合前述的分析結果，雙重叉路結構的天線設計，的確可以做為實現雙頻天 線的依據，唯須特別注意的是第二叉路結構的長度與分叉的位置點。結構的長度 可以決定高頻共振頻率的所在，而第二叉路結構分叉的位置點可決定高頻共振頻
率的頻寬大小；欲以雙重叉路結構設計出一可符合要求的雙頻天線，以上的這兩 個變因必需能夠有效地掌控。圖 2-30 的雙頻螯型天線設計(三)，是充份考慮到以 上的兩個因素後所設計的雙頻天線，整體天線尺寸高h=14.6mm、寬w=17.2mm， 模擬的反射損耗對頻率關係於圖 2-31 所示，分析電磁模擬的結果，圖 2-30 所設 計的天線，在 802.11b 與 802.11a 兩標準所對應的中心頻率 2.45GHz、5.25GHz 及 5.775GHz 上，反射損耗皆可低於-10dB 的基本要求，但是在反射損耗圖上都 不是最小的相對反射損耗頻率點，這是因為根據前述的實作經驗，電磁模擬的結 果和實作的量測會有頻率偏移的現象，所以在進行天線電磁模擬時，即刻意地將 所有頻率略往低頻設計。根據圖 2-30 之設計進行天線實作，所得之實體天線如 圖 2-32 所示，由此實作天線所量測的反射損耗於圖 2-33，同時圖 2-33 亦將模擬 結果併列比較；實作量測所得到的反射損耗具有極佳的特性，高頻段的相對最小 反射損耗點分別是 5.075GHz 及 5.75GHz，與 802.11a 各個頻段的中心頻率極為 靠近；而低頻部份 802.11b 的中心頻率 2.45GHz，也非常靠近相對最小損耗點，
就整體雙頻天線反射損耗的表現來看，完全如預期中的往高頻偏移，而且偏移量 正好是符合當初電磁模擬時所預留的頻移範圍，高頻部份的-10dB 頻寬自 4.7GHz 至 6.8GHz，頻寬範圍高達 2.1GHz。
當天線的反射損耗上已達要求時，接下來便可進行天線場型的模擬及量測。
前述電磁模擬所使用的 IE3D 軟體，在 3D 天線場型的模擬上，因軟體本身所使 用的數值方法的限制，而無法有效模擬出自由空間的天線場型，因此本論文在模 擬天線場型所使用的電磁模擬軟體為 Ansoft HFSSR，模擬時整體天線完整的尺寸 於圖 2-34 所示；圖 2-35、2-36、2-37 及 2-38 是模擬所得到的輻射場型圖，分別 是在 2.45GHz、5GHz、5.25GHz 以及 5.775GH 四個特定頻率下，天線 XY 平面、
XZ 平面與 YZ 平面三個截面遠場輻射場型；每一個平面上的輻射場形可分為 E-phi 與 E-theta 兩輻射電場分量，同時 E-phi 與 E-theta 合成的該平面之總輻射電
無垂直分量，因此 XY 平面上幾乎不見 E-theta 的量，總輻射電場完全由 E-phi 所決定。從 XY 平面的 E-total 中可看到，φ角在 120 度至 270 之間，有兩個明顯 的零點(null)出現，弱化了天線的在 XY 平面上的輻射功能；而 XZ 平面上的輻射 場型中，E-total 天線增益(antenna gain)值都介於-5dBi 至 0dBi 之間，這個平面的 輻射場型具有全向性(omni-directional)的特色；YZ 平面的場型圖中，E-phi 與 E-theta 二者有著良好的互補性，所以由二者所合成的總輻射場在三個平面中有 最大的輻射增益值 3.18dBi，同時 YZ 平面上的平均輻射增益也有-0.189dBi。圖 2-36 至 2-38 高頻部份三個頻率點的輻射場形則沒有太大的差異性；XY 平面上 的場型在左半邊都顯得相對弱小，原因是作為高頻共振的第二叉路結構在 XY 平 面上，由饋入點彎折後平行於 X 軸方向延伸，所以在天線終端指向處的輻射場 最為弱小，這也符合對單極天線的一般認知；在三個平面當中，同樣是以 YZ 平 面的輻射場最為強大。綜合分析圖 2-35 至 2-38 四組不同頻率的輻射場型圖，可 發現在 XY 平面上φ角由 90 度到 270 度之間的輻射場強度，明顯弱於同平面上 的另一半場型，為了彌補這一不足之處，在實際的應用上可以採用如圖 2-39 所 示的兩支雙頻螯型天線方式，如此可以兼顧到空間的差異性(spatial diversity)，讓 天線對信號的收發有更佳的性能表現；同時藉由對稱性的關係，圖 2-39 左側天 線的輻射場型會與右側天線的場型鏡射對應，如圖 2-41 左側天線 5.25GH 的模擬 輻射場所示，故在 XY 平面上可以與兩側天線的輻射場可以互相的補償，進而達 成場型差異性(pattern diversity)的功能。然而圖 2-39 的設計也有其不可避免的問 題存在，因為在共振頻率下天線除了是良好的輻射體同時也是良好的接收體，因 此當兩支功能相同的天線併置時，就必須需考慮彼此間的耦合效應。為了要驗證 圖 2-39 兩支螯型天線間的耦合效應是可接受的，同時亦不會對各自天線的反射 損耗產生重大的影響，本論文以圖 2-40 之實作天線進行介入損耗(insertion loss) 與反射損耗的量測，所得之結果於圖 2-42 所示，圖中的散射參數 S21 為右側天 線對左側天線的介入損耗，除了在約 2.2GHz 以下低頻部份的介入損耗值超過 -10dB 外，其餘頻率的介入損耗值，皆在-10dB 以下的可接受範圍內，且右側螫
型天線的反射損耗有些許的變化，高頻−10dB頻寬略為縮小，但對所需的頻率範 圍並不影響。圖 2-41 的實作天線，除了反射參數的量測外，本論文亦對其實際 的輻射場型，在 2.45GHz、5GHz、5.25GHz 以及 5.775GH 四個頻率加以測量，
以印證電磁模擬之結果，量測結果分示於圖 2-43、2-44、2-45 以及圖 2-46，同時 各個頻率點的最大輻射增益值、最大輻射增益角度與平均輻射增益等主要輻射場 型參數整理於表 2-1 中。將此四組量測場形與圖 2-35 至 2-38 四組模擬場形相互 比較，可以發現模擬與實測場型的結果具有高度的相似性；不論是反射損耗或是 天線增益，藉由實作電路的量測結果印證，本論文所提出的雙頻天線設計都可以 達到實際應用的標準。
圖 2-1 半波長偶極天線的電流分布
圖 2-2 偶極天線的輻射場形圖
圖 2-3 鏡像原理的應用
I
0( )
/ 2 I z
λ
z
(a) 相距2x距離的正電荷與負電 (b) 位於接地金屬面上x處的正電荷
圖 2-4 接地金屬面上鏡像原理的應用
圖 2-5 四分之波長單極天線及其饋入方式
圖 2-6 平行雙導線上電流振幅大小與電流流向 λ/ 4
I
−I
L
圖 2-7 偶極天線上的電流方向
圖 2-8 開路傳輸線輸入阻抗虛部
X 對長度
tL 之關係圖
LL
I
I
L2
X1 1/ 2 X
L
( )
Xt L
L1 L′1 4
λ
圖 2-9 兩段長度L1的開路傳輸線並聯，再接一段長度L2的傳輸線
圖 2-10 長度
L
1′ + 的開路傳輸線L
2L
1L
21 1
//
1 1/ 2
Z ′ = Z Z = jX
1 1
Z = jX Z
in= jX
Z
in= jX
1
'
1/ 2
Z = jX
L
2L
1'
圖 2-11 叉路結構之偶極天線
圖 2-12 叉路結構之單極天線
L
1L
1L
2L
2H
H
L
1L
2H
圖 2-13 [20]所提出之單頻叉路天線
圖 2-15 垂直部份彎曲之叉路結構單極天線
圖 2-16 分析圖 2-13 之電流路徑
圖 2-17 雙重叉路結構之單極天線及其電流路徑
L
1H
I
I
R
1R
2圖 2-18 IE3D 模擬叉路結構之單極天線
圖 2-19 模擬叉路結構單極天線之反射損耗對頻率關係圖
1
7
L = mm
2
12
L = mm
50Ω 饋入線 接地面
DB(|S[1,1]|)
2 2.5 3 3.5 4 4.5 5 5.5 6 6.5 7 Frequency (GHz)
單極叉路天線
-20 -15 -10 -5 0
2.4 GHz -17.658 dB
圖 2-20 IE3D 模擬雙重叉路結構之單極天線
圖 2-21 模擬雙重叉路結構單極天線之反射損耗對頻率關係圖
1
7
L = mm
2
12
L = mm
另一叉路結構
2 2.5 3 3.5 4 4.5 5 5.5 6 6.5 7 Frequency (GHz)
雙重叉路單極天線
-20 -15 -10 -5 0
DB(|S[1,1]|) 雙重叉路結構 DB(|S[1,1]|) 單一叉路結構
圖 2-22 雙頻螯型天線設計(一)
圖 2-23 雙頻螯型天線(一)之模擬反射損耗
第二叉路結構 2.25mm 共用電流路徑
第二叉路結構 2.25mm 共用電流路徑