4.1 雙饋入線左右圓極化天線陣列
根據第三章我們所設計的單饋入線左右圓極化天線陣列,雖然增益以及圓極化 比都很理想,但是因為其餽入為單饋入線所以左圓與右圓極化必須從兩端才能激發 其後端電路就必須有兩組,,我們想為此做改良,把左右圓饋入端放在天線的同一邊
（饋入點 1 and 饋入點 2）,如此一來後端電路就可以使用一組即可如圖 4.1-1 所 示,這組陣列天線改良了先前的不足,採用雙饋入線,如此一來左圓極化與右圓極化 的饋入端就可以靠的很近,而傳輸線的另一端再接 50 歐姆匹配（饋入點 3 與饋入點 4）,這樣的設計對於整體上的空間並沒有增加,製作上也沒有增加困難度,只是傳輸 線那一層上多的另一條傳輸線,對於實際應用是個很大的突破點,對於整個系統來說 等於少了一半的後端電路,在成本上沒有增加,並且在應用上是個重大的設計 如圖 4.1-1 所示,此天線的設計原理與第三章的天線一樣,尺寸與原先第三章的 天線設計參數一樣,其不同處在孔隙的另一邊多加了一條穿傳輸線,對於孔隙中心點 成對稱分佈.
28
Slot
極化的增益趨勢一樣只是因為少了 8 個孔隙天線,所以輻射場型會比較不集中,增益 不會那麼高,增益為 11.6dB,然後 3dB 波束寬的角度會比較大,約為 12 度,而 16 個 的陣列的 3dB 波束寬為七度,增益比較高為 14 dB,8 的陣列與 16 個的陣列的增益 理論上差 3dB,但是模擬與量測差的 2.4 dB,這個值在理論上還蠻合理的,因為 16 個 的陣列會多些損耗,所以這個模擬與量測是有可靠的依據性.
16 element
12 12.2 12.4 12.6 12.8 13 Frequency (GHz)
-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5
R e tu rn lo s s ( d B)
S11 S21 S31 S41
S11 S21 S31 S41
S11 S21 S31 S41
圖 4.1-2
30
angle 並沒有在同一個角度上,在操作頻率 12.2～12.7G,我們觀察 Gain-Theta 領先 Gain-Phi,這樣會導致增益的下降,而且也會造成圓極化的下降,這樣對通訊上一個很嚴重的問題
two line 12.5 G
4.2 去耦合雙饋入線左右圓極化陣列天線
我們為了要保持雙饋入線的設計,但是為了想要保持原先的單饋入線的輻射場 型的圓極化比,為了要讓雙饋入線的圓極化比也能夠符合當初設計的要求所以理想 上我們把傳輸線經由孔隙上所耦合到另一條傳輸線的耦合量消除或降低,那麼理想 上能量傳遞時等效上只看到一條傳輸線那麼就不會有耦合的現象,那麼圓極化比就 會變好,以及圓極畫比變好那麼理論上兩個極化的增益會比較接近同一個角度,所以 理論上增益會比較高.
我們想要把耦合量給消除,那麼我們就必須要創造出另一個能量大小相同,相位 差 180 度的能量值, 圖 4.2-1 此為傳統一般平行耦合濾波器,我們所設計的概念來 自這裡,兩個金屬互相靠的很近,會有耦合的情形發生,所以我們可以利用這個概念 來產生能量來把原本的耦合量給消除,如圖 4.2-2 所示,我們在兩條傳輸線中間放入 兩了ㄇ字型的耦合器,耦合器的尺寸以及相關位置如 4.2-2 所示,我們設計成ㄇ字型 主要是因為可以增加耦合量兩邊的長度,兩邊的長度若太短會沒有辦法感應到太多 的量, 如果金屬與金屬的間距太大耦合量也會有所影響.ㄇ字型的位置也不能隨便 亂擺放,如果適合的耦合量在孔隙的正下方也許可以把耦合量抵銷,但是相對的也會 破壞原本兩個孔隙之間的相位那麼圓極化自然就會跑掉,而且在每一個波長(13mm) 裡都得放同樣的結構所以可以設計的變數有著很大的限制.
圖 4.2-1 33
34 Decoupling-
component
Port 4 Y
x
Port 3 Port 2
Port 1
a
e d
c
b
a=0.1mm,b=0.4mm,c=1.95mm d=0.3mm,e=1.95mm
center
圖 4.2-2
如圖 4.2-3 所示,這為實際量測的Ｓ參數,S41 有大幅的降低,S41 為-13 dB,比 之前沒有去耦合的雙餽入傳輸線陣列天線少了 4.2 dB(先前為-8.8 dB),百分比從 13％變為 5％,代表耦合量的確是減少了.耦合量減少了之後,對於輻射場型會有什 麼樣的影響,在後面會討論出去耦合雙餽入傳輸線陣列天線的輻射場型.
16 element
12 12.2 12.4 12.6 12.8
Frequency (GHz) -50
-40 -30 -20 -10 0
R e tu rn lo s s ( d B)
S11 S21 S31 S41
S11 S21 S31 S41
S11 S21 S31 S41
圖 4.2-3
35
由圖 4.2-4 所示我們可以發現在每個不同餽入點饋入的電流分佈圖,我們可以
Current direction
Port 4 Port 3
Port 2 Port 1
Feed
Current direction
Port 4 Port 3
Port 2 Port 1
Feed
Current direction
Port 4 Port 3
Port 2 Port 1
Feed
Current direction
x y
Port 4 Port 3
Port 2 Port 1
Feed
Current direction
Port 4 Port 3
Port 2 Port 1
Feed
Current direction
Port 4 Port 3
Port 2 Port 1
Feed
Current direction
Port 4 Port 3
Port 2 Port 1
Feed
Current direction
Port 4 Port 3
Port 2 Port 1
Feed
Current direction
Port 4 Port 3
Port 2 Port 1
Feed
Current direction
Port 4 Port 3
Port 2 Port 1
Feed
Current direction
Port 4 Port 3
Port 2 Port 1
Feed
Current direction
Port 4 Port 3
Port 2 Port 1
Feed
Current direction
Port 4 Port 3
Port 2 Port 1
Feed Feed
Current direction
Port 4 Port 3
Port 2 Port 1
Feed
Current direction
Port 4 Port 3
Port 2 Port 1
Feed
Current direction
x y
x y
由圖 4.2-4
port1 port2 port3 port4
E-theta
port1 port2 port3 port4
E-theta
如圖 4.2-6 所示由於我們是從餽入點 1 打入能量,但是再從第 1 個天線傳遞到 第 2 個天線的時候能量就會分散到第 2 個天線的其他餽入點(S21,S31,S41),那麼這 些被分散的能量會繼續往及他的餽入點分散,所以在一個天線上同時在四個餽入點 都有且不同相位與大小的能量進入,再透過孔隙耦合到金屬上（Patch）,所以 4.2-5 上圖可知 E-theta 與 E-phi 在能量上會有兩個正負號相反的情形,然後我們可以 陣列的天線陣列因素（Array factor ）來推斷模擬是否正確,以及我們所放的耦合 器對於圓極化會有什麼樣的影響.
由圖 4.2-7 可得,我們整理出在 12.5G 時每一個天線上所接受到的能量大小以 及相位,此數據由 IE3D 模擬軟體所模擬出來的數據,並加以整理,我們再推出三個天 線陣列的天線陣列因素其中 fθ )為 E-theta,g(
φ
)為 E-phi,我們可以發現這兩行的 陣列因子都可以由 S11,S21,S31,S41 所控制並且由於由不同餽入點所餽入的能量所 代表的正負好也會不進相同,所以這就是兩個極化會差開的原因Without coupler With coupler
cos 2 cos 2
Without coupler With coupler
圖 4.2-7
由上述方程式經由運算後,如圖 4.2-8 所示,沒有加耦合器的輻射場型與模擬及 量測的結果十分符合(與圖4.2-9 比較),都是 E-theta 領先 E-phi 且由計算得知領
38
先 3 度 ,而至於加了耦合器的輻射場型我們可以清楚的發現 E-phi 領先 E-theta,
70 80 90 100 135 Degree
0.5
No coupler With coupler
70 80 90 100 110 135 Degree 0.5
70 80 90 100 135 Degree
0.5
No coupler With coupler
70 80 90 100 110 135 Degree 0.5
由圖 4.2-10 到 4.2-12 所示可以發現加了耦合器的天線陣列在操縱頻率 12.2
advanced two line 12.2 G advanced two line 12.2 G
angle