4-1 電路設計
目前X-band放大包含了SGC-MHEMT和PC-MHEMT ，分別是圖4-1(a)及圖 4-2(b)。
圖4-1(a) X-頻帶SGC-MHEMT增益放大器的電路圖
圖4-1(b) X-頻帶PC-MHEMT增益放大器的電路圖
其中，SGC-MHEMT是被偏壓在Vds=3V，Vgs=-1V及Ids=25mA，以做為A類功率 放大器的操作模式；而PC-MHEMT則被偏壓在Vds=3V，Vgs=-1.25V及Ids=40mA。
談及放大器電路的設計，我們第一步討論的便是「輸出匹配網路」。因此，我們
利用Cripps Law來獲得最大的輸出功率[27]。Cripps Law所要求的最理想大訊號負 載阻抗(Zopt)包含了兩個部分，即最理想的阻抗(Ropt)及汲-源極電容(Cds)。而Ropt值 是藉由Vds和Ids的偏壓條件獲得，且Ids值被設定為最大通道電流(Imax)的一半，目 的是為了獲得最大的輸出功率。根據直流條件，SGC-MHEMT和PC-MHEMT的 Ropt分別被設定為40Ω、33Ω。輸出匹配網路包含一個電感(Ls)串聯一個旁通電容 (Cp)以提供一個直流路徑及一個阻攔電容(Cb)。
討論完輸出匹配網路再來便是輸入匹配網路，一般來說，輸入端的匹配對於 整體增益的影響遠大於輸出端。所以輸入網路會採取「共軛匹配」的方式。輸出 端的匹配對策則參考Cripps的負載線理論。
4-2高頻參數特性
表格4-1列出一些我們研究的元件操作在Vds=3V，Vgs=-1.75V~-0.5V的重要參 數。元件模型的建立是以雙阜S-參數量測為基準。而我們得到變晶式高電子移動 率電晶體小訊號模型圖(圖2-9)，元件模型藉由最佳化以配合量測到的S-參數，當 中經過了很多步驟的考驗：(1)調整偏壓條件以得到最大的轉導值，包括了 SGC-MHEMT和PC-MHEMT的Vgs值分別為-1V及-1.25V；(2)藉由cold-FET和 hot-FET的萃取方法來使電路變數在室溫下達到最佳化的結果[28]；(3)提供在不 同偏壓條件下根據晶片模型的變化的物理一致性。表4-2(a)及4-2(b)統整了從 2GHz到20GHz萃取出來的高頻元件模型參數，使小訊號特性的模擬更加容易。
Parameter
SGC-MHEMT PC-MHEMT Idss (mA/mm) 396 507
L
g(nH) 0.01498 0.01338 0.01398 0.01658 0.02138 0.02378L
d (nH) 0.0163 0.0145 0.0121 0.013 0.0186 0.0236Value vs. Vgs -0.5 V -0.75 V -1.00 V -1.25 V -1.50 V -1.75 V
L
g(nH) 0.01318 0.01318 0.01268 0.01268 0.01368 0.01488L
d(nH) 0.02146 0.02146 0.02386 0.02386 0.01876 0.01396L
s(nH) 0.0086 0.0086 0.0123 0.0123 0.0106 0.0145R
g (Ω) 21.12 18.72 19.72 19.72 19.32 21.12C
gd(pF) 0.01616 0.01316 0.00786 0.00916 0.01536 0.01606 C
gs (pF) 0.2005 0.2215 0.2155 0.2455 0.2095 0.1005 從2GHz到18GHz的實驗模擬的特性，包括了：輸入返回消耗(S11)、輸出返回消耗 (S22)以及增益(S21)。我們擷取頻寬在9GHz到12GHz的單端輸出小訊號增益，SGC-MHEMT 和 PC-MHEMT 分 別 是 14.5dB 、 15.7 dB 。 造 成 PC-MHEMT 比 SGC-MHEMT在X-band具有較高的小訊號增益主要還是因為假晶式通道層的設 計裡面所含的銦含量高，故而獲得較優越的轉導特性而得到比較大的增益值。但 是兩者在X-band放大器的小訊號增益的表現均比一般的放大器優越，這也就是我 們研究的主要動機之一。
圖4-2模擬SGC-MHEMT放大器在2GHz到18GHz的增益和返回消耗特性圖
圖4-3模擬PC-MHEMT放大器在2GHz到18GHz的增益和返回消耗特性圖
4-3-2 閘極電壓調變穩定度
除了在X-band具有高增益的特性之外，對於高線性度和高功率微波積體電路 (MMIC)的操作，偏壓調變的穩定性是非常重要的一項要素。目前的放大器電路 已經被操作在不同的偏壓下去觀察電路穩定性的容忍度。圖4-4及圖4-5分別模擬 室溫下在X-band頻域中，SGC-MHEMT和PC-MHEMT對於不同偏壓情形的特 性。因為V形通道設計的關係，明顯可看出SGC-MHEMT具有較好的穩定性。
圖4-4模擬SGC-MHEMT放大器在2GHz到18GHz的增益對閘極電壓變化特性
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圖4-6 PC-MHEMT與SGC-MHEMT在頻率中心的增益對閘極電壓的變化特性圖
4-3-4 結論
對於X-band放大器，不管是利用SGC-MHEMT或是PC-MHEMT均以成功地 被完整研究及分析其特性。在相同的元件製程以及匹配的輸入/輸出網路下，兩 者的通道設計均已達到超過14.5dB的高增益特性。然而，V形對稱式的砷化銦鎵 (InxGa1-xAs)通道的設計，使得SGC-MHEMT大大改善了閘極控制電壓的特性。
SGC-MHEMT的偏壓容忍度的穩定性在高線性度及高功率單晶微波積體電路的 應用也是非常的傑出。
第五章 總結
在本專題中，已經完整的探討砷化銦鎵/砷化鎵變晶式異質結構場效電晶體 之研製與其應用於高線性度X-頻帶MMIC之電路設計。使用對稱式V型能帶摻雜 式通道比起擬晶式高電子遷移率電晶體，我們獲得較高的閘極電壓擺幅(1.3V)，
線性化的電流密度(396 mA/mm)，崩潰電壓(-16.05V)，驅動電壓(1.1V)，電壓增 益(24.6)，以及較高的輸出阻抗(433Ω)。此外，亦改善了閘極偏壓穩定性。即使 在X頻帶放大器的應用，對稱式V型通道亦表現出優越的偏壓穩定性及高線性度 的優點，故而適合用於高頻放大器。
換而言之，對稱式V型通道的設計，改善了電路對於偏壓對元件參數的影響，
藉而使電路用於高功率放大器。然而，擬晶式通道的設計因為通道內本身銦含量 較高，使得輸出轉導偏高也改善了電流驅動能力，在微波的表現也非常的傑出。
結論是，不管是哪一種通道設計在目前的放大器應用都是常被考慮的元件。
以下總括一下兩種設計的優缺點比較：
(一)擬晶式通道的優點：
(1) 載子轉移特性 (2) 傳導帶不連續大 (3) 載子限制力
(一) 擬晶式通道的缺點：
(1) 游離衝擊效應及紐結效應 (2) 使輸出轉導降低
(3) 崩潰電壓較低
(4) 較窄的閘極電壓擺幅(GVS)
(二) V型對稱式通道的優點：
(1) 大的有效能隙
→改善了游離衝擊效應及紐結效應
→降低的輸出轉導
→改善崩潰電壓
(2)載子均勻分布在通道中
→獲得較寬的閘極電壓擺幅
最後，為了能夠更加改善元件應用，以下列出四點建議：
(一) 藉由降低通道摻雜濃度與載子供應層，使得元件特性更佳。
(二) 元件分析的一致性與可靠性。
(三) 試用其他較高功函數(像是鎳，鈦，鉑…)合金當作蕭特基閘極材料。
(四) 將結構參數最佳化