3-5-1 能量轉換效率
圖3. 20 所示為具功因改善功能之兩級式電力轉換器，其能量的處 理過程及型態如圖3. 21 所示。假設功率因數改善電路已達到高功率因 數之功能，且功率因數改善電路和直流對直流轉換器的整體效率分別
是 η1和η2，則電力轉換器之輸出功率為
in in
out P P
P = ⋅η1⋅η2 =η⋅ (3. 28)
2
1 η
η
η= ⋅ (3. 29)
由於能量經過兩次的處理，造成整體轉換效率η下降。
圖3. 20 兩級式電力轉換器架構
由於兩級串聯的架構，導致轉換器整體效率低，因此有人提出只 使用單級功率因數改善電路來取代傳統兩級串聯之結構如圖3. 22 所示 [7-11]。單級式架構雖擁有高效率、低成本和高功率密度等優點，但對 於輸出側的直流電壓無法提供快速的穩壓。為了同時得到高功率因數 與穩定的輸出電壓，輸出端與負載並聯的電容值必須增大，造成負載 變動時，需要花費較長的時間才能將輸出電壓調整到所期望的值。
圖3. 22 單級式電力轉換器架構
為了克服前述缺點，有人提出功率因數改善電路與直流對直流轉 換器兩級整合為一級之結構如圖3. 23 所示。這種方式對整體轉換器而 言，在效率、成本和功率密度上有很大的吸引力。但在功率因數改善 方面，單級整合結構之輸入電流大多均非正弦波，導致功率因數值低，
因而無法達到單功因之需求。此外，單級整合之主電路架構及控制電 路均較複雜。針對這個問題，近年來又有許多能量轉換路徑方式被提 出來[20-39]，其中 boost-flyback 電力轉換器就是利用改變傳統的串級 連接方式，以耦合電感降低 bulk 電容上之壓降，並在功率因數改善電
路操作於返馳式狀態時，一部份輸入電能直接傳送至負載，以達到提 高整體轉換效率之目的。換句話說，電源的一部分能量只被處理一次，
剩下的電能進入下一級直流對直流轉換單元，進行第二次之能量處 理。如此對電力轉換器整體而言，依然可以得到高功率因數值和低輸 出電壓調整率之目的。比起傳統為了達到高效率省略直流對直流轉換 器，或將兩轉換器整合為單一轉換器之方式優良。圖3. 24 即為單級直 接能量轉換電路架構，圖中可見
圖3. 23 整合型單級功率因數改善架構
( )
1 2小與整體轉換器效率之關係如圖 3. 25 所示。由圖中可以明顯看出 K 值越大，轉換器之整體效率之越高。但在實際電路中，為了使輸出負 載端達到穩壓之特性，直接能量傳遞給負載之輸出能量K⋅Pin ⋅η1必需小 於總輸出功率的一半 Pout
2
1 ，因當
(
1−K)
⋅Pin ⋅η1大於 Pout 21 ，輸入電壓達到
峰值時，瞬間輸入的能量將會大於負載所消耗的能量，就算是直流對 直流轉換器停止提供能量給負載，仍然有過多的輸入能量無法完全的 消耗，這些能量將會有部分累積在輸出電容上，使得輸出電壓升高，
進而無法達到穩壓的效果[28-29]。圖 3.26 為能量直接傳送至負載的比 例 K 大於 0.5 時之瞬間功率變化情形。圖 3.27 為 K 等於 0.5 時之功率 變化，由圖中可看出供需平衡可達到穩壓效果。圖 3.28 K 小於 0.5，
由圖中可見雖然可達到穩壓效果，但式(3. 31)可知 K 值小於 0.5 時轉 換器之整體效率低。由以上可知 K 值以接近 0.5 為較佳的選擇。
圖3. 26 能量直接傳送至負載的比例 K 大於 0.5 時之瞬間功率變化
圖3. 27 能量直接傳送至負載的比例 K 等於 0.5 時之瞬間功率變化
圖3. 28 能量直接傳送至負載的比例 K 小於 0.5 時之瞬間功率變化
為了提高整體轉換器之效率，本文採用能量直接傳送至負載的方 式，圖3. 29 為電路架構，其能量轉換路徑與型式如圖 3. 30 所示。另 外為了提高轉換器之整體效率且於達到穩壓的效果，分配比例值 K 設 定為0.45，因為實際電路製作上往往會有誤差存在，K=0.5 將增加電路 設計的挑戰性。圖3. 29 電路透過變壓器T1執行返馳式動作，將輸入功 率的一部分能量直接提供給負載，剩餘的輸入能量，透過第二級的順 向式轉換器傳遞，以達到調節輸出電壓的功能。當順向式轉換器操作
圖3. 29 Boost-flyback 與順向混合式轉換器架構
圖3. 30 圖 3. 29 轉換器之能量轉換路徑與能量變化情形
3-5-2 雙開關架構特性分析
3-5-1 節中直接能量傳遞式電力轉換器為了成本節省元件，利用同 步切換的技巧將兩顆功率開關整合成一顆，如圖3. 31 所示。但當圖中 開關S1導通時，流過開關S1上之電流為
(
I1+I3)
2，造成導通損失增加，降低轉換器整體效率。圖3. 32 為功率開關之穩態損失等效電路，圖中 可見開關導通時損失Pd(on)如式(3. 33)
(
1 3)
2 ( ))
(on dson
d I I R
P = + × (3. 33)
截止時，則為
(
1 3)
2 ( ))
(off dsoff
d I I R
P = + × (3. 34)
圖3. 31 單開關之 boost-flyback 與順向混合式轉換器之架構
圖3. 32 功率開關之穩態損失等效電路，(a)導通狀態，(b)截止狀態
合併式(3. 33)與式(3. 34)，功率元件工作在 PWM 控制方式下的損失Pd：
圖3. 33 雙開關之 boost-flyback 與順向混合式轉換器之架構
為具體瞭解雙開關結構之效益，以一72W 之轉換器為例，使用功率開 關元件為IRF 840，開關導通阻抗Rds(on) = 850. Ω，開關責任週期為 0.45，
K 值假設為 0.5，整體電力轉換器效率為 80%，藉由圖 3. 31 與圖 3. 33 中計算。圖3. 31 中電流i1為2.5A，電流i3為1.5A，經由式(3. 33)、式(3.
34)與式(3. 35)之計算，功率元件之總損失Pd ≅6.2W。同理，圖3. 33 中，
其功率元件之總損失經由計算可得Pd ≅3.2W 。假設雙開關架構之轉換 器之整體轉換器效率為 80%，則經由上面關係可推算出單開關架構之 boost-flyback 電力轉換器之整體效率為 77%。由上比較結果可知，單開
關架構之開關元件導通損失確實比較大，具體顯示本文所提雙開關架 構之效益。