圖一： 測距雷達模組方塊圖
以低溫共燒陶瓷技術研製車用防撞感測系統之射頻關鍵模組
－子計畫五:微型化雷達射頻模組研製—使用微波六埠網路
三、 元件研製 3.1 具鎖相迴路之射頻訊號源研製
單獨使用市售之壓控振盪器作為本微波測距雷達模 組之射頻訊號源，將造成穩定性不足的疑慮。本節將整 合 除 法 器 、 鎖 相 迴 路 低 功 率 頻 率 合 成 器(low power frequency synthesizer)積體電路及 10 dB 方向耦合器，構 成具鎖相迴路之射頻訊號源，用以改善頻率飄移問題。
具鎖相迴路之射頻訊號源電路架構圖如圖二所示，參考 訊號源選用TAITIEN 20 MHz 晶體振盪器，可程式除頻 器(N Counter 及 R Counter)及相位檢測器與推挽式輸出 充放電路則選用 National Semiconductor 之 PLL 低功率 頻率合成器積體電路 LMX2326，除法器採 Hittite 除 2 積體電路HMC432，迴路濾波器採用三階電路架構[6]，
並將截止頻率設計於 100kHz，方向耦合器則使用微帶 邊緣耦合線實現，該射頻訊號源電路照片如圖三所示。
本計畫研製之射頻訊號源，其鎖相頻率控制係使用 由 National Semiconductor 公司開發之 Codeloader2 軟 體。本計畫所使用之鎖相迴路積體電路 LMX2326 須給 予 Clock、Data 及 LE 控制訊號，用以設定可程式除頻 器(R counter 及 N counter)及控制暫存器(C Register)。透 過電腦印表機輸出埠連接鎖相迴路積體電路之 Clock、
Data 及 LE 腳位。若欲產生 2.86 GHz 之射頻訊號源，
Reference Oscillator 應設定為本計畫使用之 20 MHz，R Counter 設定為 10，N Counter 設定為 715，則積體內部 將以2000 kHz 進行頻率比較。輸出之射頻訊號則鎖定
圖二：具鎖相迴路之射頻訊號源電路架構圖
圖三：射頻訊號源電路照片
圖四：具鎖相迴路之射頻訊號源之頻譜量測結果
於 1430 MHz。由於本計畫於鎖相迴路中，使用一除 2 電路，因此圖三之整體輸出頻率
f
out鎖定於 2.86 GHz，其輸出頻譜量測結果如圖四所示。
3.2 六埠網路研製
六 埠 網 路 主 要 係 使 用 威 爾 金 森 功 率 分 配 器 (Wilkinson power divider) 與 枝 幹 耦 合 器 (branch-line coupler)組成[7]。其中，採用威爾金森功率分配器之優 點為所有端埠皆可獲得良好的匹配及較佳之輸出端埠隔 離。在本計畫中，配合連接微波檢波器，六埠網路可作 為射頻訊號降頻之用，以取代傳統電路模組之混波器。
如圖五所示[3]、[8]，port 5 及 port 6 分別用以連接本地 振盪(LO)及射頻(RF)訊號。port 1 ~ port 4 則做為輸出 埠，可分別得到相同大小，且相位各差 90 度之調變訊 號，再連接檢波器，以擷取調變訊號之直流值或低頻訊 號。
六埠網路為一具有互易性與阻抗匹配之被動元件。
其 port 5 及 port 6 分別至四個輸出埠之穿透係數(S15、 S25、S35、S45、S16、S26、S36及 S46)，經過威爾金森功率 分配器及枝幹耦合器各 3 dB 之衰減量，因此在四個輸 出埠(port 1 ~ port 4)將個別產生 6 dB 之衰減。在相位部 分，若以 port 5 為參考，則 S15與 S16之相位差為 0°；
S26與 S25之相位差為-90°；S36與 S35之相位差為-180°；
S46與 S45之相位差為-270°。且四組輸出埠之相鄰兩埠間 的相位差為 90°。圖七為六埠網路量測結果。圖七(a)為 六埠網路 port 5 至四個輸出埠之穿透係數量測結果。於 量測頻率 5.3 GHz ~ 6.0 GHz 範圍內，量測之穿透係數 (S15、S25、S35及S45)值約為-8 dB。圖七(b)為相對於 port 5 之四個輸出埠相位差之量測結果。於 4.8 GHz ~ 6.7 GHz 範圍內，介於 85° ~ 95°之間。
3.3 圓極化天線陣列研製
考量作為測距雷達模組之應用，本計畫選用圓極化天線 陣列作為模組之發射及接收天線，其原因為當發射及接 收天線分別採用右手(right-handed)及左手(left-handed)圓 極化天線(circularly-polarized antenna)時，可增加發射及 接收路徑之隔離度，避免過量發射訊號直接由接收天線 耦合進入測距模組。圖八為設計完成之左手圓極化單元 天線。其反射係數模擬結果如圖九所示。
圖五：六埠網路電路示意圖
圖六：六埠網路電路照片
由圖可知，於該天線之操作頻率 5.7 GHz，其反射 係數約為-20 dB。若考慮-10 dB 反射係數，其頻寬約為 3.51 %(5.6 GHz ~ 5.8 GHz )。圖十為 x-z 平面之天線場 形模擬結果。設計時，於天線對角線上置入 1.2 mm 截 角，可優化左手極化特性並抑制正交之右手極化分量，
並可獲致約為 32 dB 之正交極化位準(cross-polarization level)。
為增加天線增益，以改善指向性，並優化測距模組 之訊號雜音比(signal-to-noise ratio)，本計畫以 4 組圖八 之天線組成一維左手圓極化天線陣列如圖十一所示。其 中單元天線間兩兩相距λ0/ 2。λ 為操作頻率 5.7 GHz0 之自由空間波長。製作完成之左手圓極化天線陣列照片 如圖十二所示。圖十三為左手圓極化天線陣列之反射係 數模擬與量測結果。比較模擬與量測之反射係數結果，
約有 50 MHz 的頻偏。量測結果之-10 dB 反射係數頻寬 約為3.71 %(5.55 GHz ~ 5.76 GHz)。x-z 平面之天線輻射 量測場型如圖十四所示。由圖可知，該天線之正交極化 位準於
θ = ° 0
時，約為 20 dB。由該圖可知，該天線之 正交極化位準約為 10 dB。圖 4.7(c)為圓極化天線之軸 向比。於θ = ° 0
時，其值約為 3.5 dB。此外，天線陣 列之量測增益約為 4.84 dBi。與模擬結果比較，除正交 極化位準稍為不足外，其餘參數皆在合理誤差範圍內。(a)
(b)
圖七：六埠網路之量測結果(a)port 5 至四輸出埠之穿透係數大小(b) 相對於port 5 之四個輸出埠相位差
圖八：左手圓極化單元天線之結構示意圖
圖九：左手圓極化單元天線之反射係數模擬結果
圖十：左手圓極化單元天線之天線幅射場型模擬結果
圖十一：左手圓極化天線陣列之佈局圖
圖十二：左手圓極化天線陣列之照片
四、 微波測距雷達模組整合及量測
整合本計畫所研製之元件，再配合市售之射頻積體電 路，微波測距雷達模組雛形方塊圖如圖十五所示。為方 便量測各輸入及輸出級之功率位準，並方便偵錯，本計 畫所研製之雛形模組將使用同軸纜線及轉接頭進行連接 整併及執行測距功能驗証。由功率放大器輸出之射頻訊 號，將使用右手圓極化天線陣列發射。於進行圖十五之 鏈路量測時，金屬反射面則置於距離天線50 cm 處。當 金屬反射面置於dref 處，主要係作為該模組之參考或校 準位置。置於dtest處，為模擬待測反射物之位置。當兩 距離使用量測方式獲得後，則可計算得兩距離之差值
test ref
∆d=d -d 。六埠網路之 port 1 則連接檢波器，所擷取 之直流訊號使用示波器顯示。進行測距量測時，首先將 金屬反射面置於距天線dref =50 cm處進行量測，再將金 屬反射面置於待測位置d =60 cmtest 處。如此，即可獲得 相對於dref 之距離差∆d=10 cm 。其中，為計算測距結 果，上述二組位置之測距實驗分別於 5.704 GHz 與
圖十三：左手圓極化天線陣列之反射係數結果
圖十四：左手圓極化天線陣列之x-z 平面天線輻射場型量測結果
5.712 GHz 進行實驗。由[9]，待測距離可表示為
( )
distance 180
4 ( )
c
f
θ π π⋅ ∆ ⋅
= ⋅ ∆ (1) 其中，
c 為電磁波在真空中傳遞的速度，
∆θ 為不同實 驗頻率下之相位差值，∆f
為射頻訊號之頻率差。選定 相同大小之輸出直流位準，由圖十六(a)之實驗數據可取 得 3 組量測相位差，分別為 42.8°、42.29°及 35.1°，其 平 均 值 為 40.06° 。 令 ∆ =θ 40.06° 、 ∆ =f
8 MHz 及3 10 m/sec8
c
= ⋅ 代入(1)，可計算獲得d =208.66 cmref 。 依照相同步驟，則於圖十六(b)中，可取得 3 組量測相位 差，分別為44.75°、42.93°及 38.02°，其平均值為 41.9°。令∆ =θ 41.9°、∆ =f
8 MHz及c
= ⋅3 10 m/sec8 代 入 (1) ， 可 計 算 獲 得 dtest1=218.23 cm ， 因 此test1 ref
∆d=d - d =9.57 cm。量測結果與實際距離有4.3 %之 誤差，推測主要為人為擺設待測面誤差與估計∆θ 誤差 所造成。
結論
本計畫主要係使用六埠網路研製微波測距雷達模 組，其中包含六埠網路、具鎖相迴路之射頻訊號源、圓 極化天線陣列及射頻放大電路等。
本計畫完成一組具鎖相迴路之射頻訊號源，其量測結果 顯示該訊號源明顯地改善市售壓控振盪器之頻率穩定 性。此外，亦完成六埠網路製作，並進行量測及功能驗 証。測距模組所使用之圓極化天線陣列，其設計過程及 量測結果已於本計畫中清楚說明。微波測距雷達之整
圖十五：微波測距雷達模組整合方塊圖及量測結果
(a) d =50 cmref
(b)d =60 cmtest
圖十六：金屬反射面置於(a) d =50 cmref ，(b) d =60 cmtest 之相位 移器相位對直流電壓量測結果。
合及測距實驗之進行，則使用鍊路量測結果具體顯示模 組工作之有效性。當待測距離差為10 cm 時，本計畫所 研製之測距模組可分別獲得 4.3 %之測距誤差。本測距 模組未來可使用資料擷取卡，透過程式控制擷取由 檢波器輸出之直流電壓值。如此，不但可消除人為造成 之量測誤差，亦可將所擷取之資料，送入電腦進行資料 運算處理，其量測誤差也將預期獲得改善。
參考文獻
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