傳統多迴路控制

− v

^s

L r

L

V

F

v

o

i

L

圖 2.4 開關截止狀態下之等效電路

2.2 傳統多迴路控制

昇壓型切換式整流器主要的目的為有良好的輸入電流波形，以及良好的輸出電壓調 節。圖 2.1 為昇壓型切換式整流器與傳統多迴路控制結合圖，其中傳統多迴路控制架構 如圖 2.5 所示，此控制架構將使昇壓型切換式整流器之電感電流操作在連續導通模式。

圖中包含了內電流迴路及外電壓迴路，其中電流迴路的作用在得到良好的電流波形；

電壓迴路的作用在於得到良好的輸出電壓。將此二迴路串聯後可以得到所需要之開關 訊號，藉由此開關訊號達到上述所要求之電路功能。

v′o o*

V ^∑

Voltage Controller

Gcv

εv Iˆ_L

∑

Ki

Kf

Kv

*L

i ε_i

Gci

Current Controller

v′s i′_L

v^conttri

v

0 1

) d(t

v′s

圖 2.5 用於昇壓型切換式整流器之傳統多迴路控制

傳統多迴路控制架構需要回授三種信號，分別為輸入電壓、輸出電壓和電感電流。

根據功率平衡，輸入平均功率需要等於輸出平均功率，因此在外電壓迴路方面，回授 之輸出電壓K ′ 首先與參考電壓_vv_o V_o^*相減，計算出之誤差值ε_v進入電壓控制器後，可得

Voltage

輸出電壓，最後即可以得到控制信號中之v_cont,θ。相位信號θ 乘以一比值

(a)

(b)

圖 2.7 理想輸入電壓與輸入電流穩態波形(a)180W;(b)300W[2]

(a)

(b)

圖 2.8 失真輸入電壓與輸入電流穩態波形:(a)180W;(b)370W[2]

第三章

(iii) 電路中二極體和開關導壓降總和視為V_F ，實際電感等效為電感L 串接等效電感內

將式(2-2)和式(2-3)代入式(3-3)，整理可得式(3-4):

v_L = v_s −V_F −i_Lr_L−(1−d)V_o^* (3-4)

將式(3-5)和式(3-6)代入式(3-4)，整理可得式(3-7):

)

藉由時間平均法得到平均電感電壓關係式(3-7)，現將所欲得到的平均電感電壓值式 (3-8)和式(3-9)代入式(3-7)，整理可得:

⎟⎟⎠

)

算所得，因此在此推導電感電壓峰值命令Vˆ 對輸出電壓信號_L V 的轉移函數。在此只考_o

觀察上式可以發現，此轉移函數為簡單之一階轉移函數，僅含一極點。且轉移函數 分子項含有輸出電壓平均值V_o^*，表示此轉移函數將隨著電路工作點的不同而有改變。

3.3 電路參數誤差分析

由於整個無電流感測控制器是在FPGA合成，數位有解析度問題且實際電路參數的量 測並非完全精準，因此在實際電路參數會與控制器中設定之參數有誤差。在此討論參數 誤差對輸入電流波形的影響，考慮的項目如式(3-25)、(3-26)和(3-27)所示。

L

( )

流(Sinusoidal)、箝制電流(Clamped)及硬換像電流(Hard-commutation)。

第一種狀況輸入電流是弦波電流，此情況發生在所有電路參數的誤差均為零，即

由上式可知當所有參數皆無誤差時，輸入電流波形為弦波。

第二種狀態為箝制電流(Clamped)，電感電流會在其週期結束以前歸零，週期內有一 段時間電感電流維持零。此情況發生在k和ΔV_F皆小於或等於零，但不同時為零，將數 值代入式(3-23)，根據討論箝制電流得知i_Lu

( )

0 =0，可知在週期結束前電感電流會小於 零。但電感電流只能大於或等於零，因此小於零的部份會為零。若k和ΔV_F有正有負則 要看參數誤差數值大小而定。

第三種狀態為硬換像電流(Hard-commutation)，電感電流無法在週期結束前歸零，

( )

0

iLu 會不為零。此現象發生在k和ΔV_F皆大於或等於零，但不同時為零。硬換像電流 使得輸入電流在不為零的狀態下，進行全橋整流電路換相。這樣會增加切換的能量損失 及減少整體效率。

根據上述三種狀態討論可知，弦波電流是一理想下產生出來的結果，然而此條件是 無法完全達到。實作時，可能發生的狀態為第二種和第三種，若考慮到效率的問題，會 希望第二種箝制電流產生。圖 3.3 為三種狀態電流的波形圖。

3.4 簡化之無電流感測控制

圖 3.2 控制器中除了主要架構外，還擁有 2 個電路補償，分別為電感等效內阻和電路 元件導通壓降的不理想補償。若系統中的電感等效內阻r_L和電路元件導通壓降總和V_F 很小，接近理想的話，可將控制器中 2 個電路補償同時省略如圖 3.5 表示，在第 4 章模 擬驗證中，會有此控制架構的模擬驗證。

0 2 T T

(a)

0 2 T

s T v

is

tc

(b)

0 T

2 T

(c)

圖 3.4 參數誤差所可能產生的輸入電流波形 (a)純弦波；(b)箝制電流；(c)硬換相電流波形。

vs

vo

kf

vcont

v′s

VˆL

+ + ∑

−

PLL

ABS

∑ 1 cont,

v

2 cont,

v -)

G_cv(s Voltage controller

)

1( t S ω

v′s

kv

kv o*

V

圖 3.5 簡化之無電流感測控制方塊圖

第四章 模擬驗證

在此利用來模擬的軟體為 PSIM，這套軟體廣泛的使用在電力電子領域的研究中。由 於其簡單的操作介面，以及模擬快速的特性，使得使用者更利於在繁複的驗證中，更快 速的取得需要的資訊。

另外 PSIM 廣受電力電子領域研究所使用的原因，莫過於其內部的馬達驅動零件庫 相當豐富，以及很強的控制系統模擬能力，在頻率響應的分析方便，另外它可以和 C/C++

程式做連結也是其中一個相當重要的原因。以下簡單介紹 PSIM 這套軟體。

在 PSIM 中有提供五種功能模組供使用者使用，分別為供給馬達驅動系統使用的馬 達驅動模組、設計數位控制系統的數位控制模組、提供 Matlab/Simulink 共同模擬的 Simulink 耦合模組、提供 MagCoupler 共同模擬的 JMAG 耦合模組及計算功率開關熱損 失與溫度變化的熱分析模組，可以利用圖 4.1 簡單描述此五種功能模組。[16]

Auto-Code Generation

Loss Calculation

Control Motor Drives

SimCoder Thermal

Digital Control Motor Drive

Power Electronics

PSIM

圖 4.1 PSIM 功能模組概圖

在馬達驅動模組中，由於電動機模型與控制迴路相當複雜，因此對於馬達驅動系統 設計與分析工作具有高度的挑戰性，利用 PSIM 的馬達驅動模組中的電動機模型與負載 模型可以使複雜的分析工作簡化，此外豐富的零件庫可以使馬達驅動的模擬系統迅速的 建立。在 PSIM 中馬達驅動模組包括：直流電動機、三項鼠籠式與轉子繞線式感應電動 機、永磁與外激式同步電動機、無刷直流電動機、切換式磁阻電動機、定力矩，定功率

在數位控制模組中，不同於類比控制器，數位控制器的設計上，取樣頻率的影響、

取樣延遲、量化誤差、以及類比數位轉換上的誤差都必須考慮，因此利用數位控制模組，

可以確認控制器的效能跟穩定度、研究取樣頻率對於系統效能的影響以及類比決定數位 轉換器的解析度需求，對於數位控制器的設計有很大的幫助。在 PSIM 中數位控制模組 包括：零階維持、單位延遲、Z 域轉移函數方塊、數位 FIR 與 IIR 濾波器、量化方塊、

數位積分與微分控制器及環型緩衝器。

PSIM 正因為強大的計算能力以及豐富的資料庫內容，對於本論文在電路以及控制器 驗證上有很大的幫助，以下的模擬也將大量的使用 PSIM 來做各種情況的模擬。

4.1 模擬電路及元件參數

表 4.1 無電流感測模擬參數

輸入電壓(峰值) V_sp =155V(110Vrms) 輸出電壓之參考命令 _{V V}

o^*=300

額定功率 _{P W}

o =600 輸入電壓頻率 f =60Hz 開關切換頻率 f_tri =50kHz

電容 C_o =470uF 電感 L=4.56mH 電感等效內阻 r_L = 50. Ω 整流子二極體導通壓降 V_DB =0.55V

功率開關導通電壓 V_T =1.4V 飛輪二極體導通壓降 V_D =1.4V

模擬電路圖為圖 4.2 示之，其中包含了昇壓型切換式整流器電路、一個電壓迴路控制 器、開關切換模組和無電流感測控制迴路。圖 4.2 中各電路元件及其大小值分別將其列 於表 4.1 中，其值皆根據實際電路元件參數進行建立。

圖 4.2PSIM 內無電流感測模擬圖

4.2 無電流感測控制之模擬

此節利用電腦模擬軟體 PSIM 來驗證無電流感測控制，是否能在昇壓型切換式整流器 電路上達到輸入電流波形規劃和輸出電壓調節 2 種特性。模擬會分為 2 部分分別為穩態 模擬和暫態模擬，穩態模擬主要觀察其輸入電流波形式是否為弦波且與輸入電壓是否同 相，模擬輸出功率為P_o =300W 至P_o =600W，其中將額定輸出功率P_o =600W 控制器內 部訊號繪出以作為觀察。暫態模擬會將輸出功率變動為 50%至 100%，觀察輸出電壓是 否穩定於輸出電壓的參考命令V_o^* =300V。

4.2.1 穩態模擬

將表 4.1 參數代入圖 4.2 無電流感測控制模擬圖進行模擬，可得其穩態響應如圖 4.3 和圖 4.4。圖 4.3 繪出不同輸出功率下穩態響應之輸入電壓及輸入電流波形，觀察其模擬 結果發現輸入電流波形相當接近正弦波，且與輸入電壓同相位，總電流諧波失真THD 皆_i 約為 6.5%，亦即有相當高功率因數。另將各電流諧波成分整理於表 4.2。根據圖 4.4 可

關總導通壓降的補償。其中電感內阻跨壓補償與二極體和開關總導通壓降的補償其值皆

(a)300W;(b)400W;(c)500W;(d)600W。

表 4.2 電流諧波整理

輸出功率 諧波次數

300W 400W 500W 600W 1-基本波

(單位:安培) 4.0043 5.3633 6.7352 8.1204 3 0.2278 0.3178 0.4158 0.5227 5 0.4504 0.0684 0.0964 0.1296 7 0.0333 0.0501 0.0701 0.0934 9 0.0256 0.0383 0.0533 0.0705 11 0.0204 0.0305 0.0422 0.0555 13 0.0170 0.0251 0.0344 0.0447 15 0.0142 0.0210 0.0285 0.0366 17 0.0122 0.0178 0.0238 0.0302 19 0.0105 0.0152 0.0201 0.0250 THD (%) i 6.35 6.36 6.55 6.81

310V 305V 300V 295V

0 100V

-10A

12 13 14 15

0 0.2 0.4 0.6

1 0.8 0.6 0.4

vo

vs

is

∧

VL

1 cont,

v

2 cont,

v

d vcont

V V

V V

圖 4.4 穩態響應下控制器內部信號

4.2.2 暫態模擬

除了會考慮電路穩態下輸入電流波形的表現，亦會將重點放在暫態響應時輸出電壓 調節。輸出功率的變動會是造成昇壓型切換式整流器進入暫態主要原因之ㄧ，在此將無 電流感測控制利用 PSIM 模擬輸出功率變動，觀察電路是否可以在可接受時間範圍內由 不穩定的暫態回復到穩態。模擬了輸出功率由 50%至 100%的變化如圖 4.5。由圖 4.5 可 發現輸出功率變動後經過了若干周期後輸出電壓調節至 300V，輸入電流峰值從 4.3A 變 化至 8.7A。經過暫態模擬後驗証昇壓型切換式整流器之無電流感測控制擁有輸出電壓調 節的作用。

ms 50 vo

vs i_s

圖 4.5 昇壓型切換式整流器暫態響應:輸出功率變動 50%至 100%

4.3 無電流感測控制之失真輸入電壓模擬

在先前的推導得到無論輸入電壓是否為理想輸入電壓，皆可得到輸入電流為弦波波 形且同相。先將輸入電壓由原先弦波v_s =155sin(ωt)V 入電，改由模擬失真輸入電壓

Vrms

110 輸入模擬。模擬失真輸入電壓方法為，直接利用功率計量測失真輸入電壓各諧 波成分，將其紀錄。利用 PSIM 內多個正弦電壓源 Sinusoidal voltage source，再將紀錄 的各諧波成份代入進行失真輸入電壓源的模擬，如圖 4.6。圖 4.7 為失真輸入電壓實際量

測波形與 PSIM 模擬失真輸入電壓波形圖，兩者相似度極高。失真輸入電壓的總電壓諧 波失真約為THD_v ≈5%，在圖中顯示出理想輸入電壓峰值大小與基本波相位相差的角 度。

°

0 − 55° 41.2° 105.8° 175.1° − 67. ° −20.2° 61.6° 46.9° 170.7°

°

−101.1 −108° 29.1° 25.5° 121.8° 125.9° 177.8° 39.1° −50.7° 19.4° 55.5° +

-vs THD_v≈5%

圖 4.6 PSIM 模擬失真輸入電壓電路圖

圖 4.6 PSIM 模擬失真輸入電壓電路圖

在文檔中 失真輸入電壓供電下昇壓型切換式整流器之無電流感測控制 (頁 20-0)