加上電感 Lseries 設計放大器在高頻共軛匹配

0 2 4 6 8 10 12 -20

-15 -10 -5 0 5 10 15

14

Gain(dB)

frequence(GHz) without Lseries with Lseries

圖4.23 電感Lseries加入與否之增益比較圖

freq (1.000GHz to 13.00GHz)

(a)

freq (1.000GHz to 13.00GHz) freq (1.000GHz to 13.00GHz)

Lseries 串聯

(b)

圖4.24中間級共軛匹配之Smith Chart圖

§4-3-2 抑制頻寬外增益功能超寬頻低雜訊放大器設計

圖4.25 基本 MB-OFDM UWB 系統收發機架構

在UWB 系統使用頻段附近，於 1.8/1.9GHz 頻帶目前有 GSM 無線通訊系統，而在 2.4GHz 則有藍芽(Bluetooth)無線通訊系統，而 GSM 無線通訊系統發射出的功率，相對 於UWB 系統是非常大的，若因設計不良，這些對 UWB 系統來說則來說是一種干擾訊 號。如圖4.25 在 UWB 系統的接收機(receiver)部份，當訊號從天線接收下來，會先經過 一個UWB 濾波器，將頻寬外的干擾降低。前小節使用 LC 階振寬頻匹配電路的概念，

可相近於濾波器(filter)的設計概念，在此我將依前小節的架構加入二個抑制電容，二個 抑製電容加入的位置如圖4.26 所示，在 LC 諧振寬頻匹配電路中僅僅多加入兩個電容 Cs 和 Co，即可把 UWB 頻寬外的增益砍下去，圖 4.27(a) 為 LC 諧振匹配超寬頻低雜訊 放大器電路中加入抑制電容前後模擬增益結果比較，圖4.27(b)為頻寬外抑制效果與 2005 所發表在MTT-S 濾波器之比較。而電路中佈局(layout)面積通常以電感佔主要面積，二 顆抑制電容的加入，其所佔面積對佈局 (layout)面積幾乎不太影響，卻可達到相當不錯 濾波效果。

L

g

1 M

L

1

C

1

L

s

C

S

C

^o

圖4.26 在 LC 諧振匹配中加入抑制電容 Co、Cs

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18

-50 -40 -30 -20 -10 0 10 20

Gain(dB)

frequence(GHz) simulaiton without Co

、

Cs simulaiton with Co

、

Cs

頻寬內增益幾乎不改變

(a)

(b)

圖4.27 (a)加入抑制電容 Co、Cs 之增益比較

(b)發表於 2005MTT-S 濾波器之頻寬外抑制效果[11]

4-3-2-1 加入抑制電容之輸入匹配電路說明：

圖4.28 電路中，當操作頻率低於 L1、C1 並聯共振頻率，L1 和 C1 並聯將會呈現電 感性，利用其電感性串聯一個電容Cs 可造就在低頻抑制增益的能力。操作低頻時，L1 和C1 並聯呈電感性與電容 Cs 可視成串聯共振，適當設計 Cs 值可將頻率 1.8GHz 附近 因串聯共振將訊號短路引入地，讓在GSM 系統頻段的增益可快速往下掉，圖 4.27(a)可 知與原未加電容Cs 電路，其增益大約可差別 15dB 以上。

L

g

M 1 L

1

C

1

L

s

C

S

C

^o

由圖4.29 可知抑制高頻增益主要是因為在電路上加上電容 Co，使 Lg 和 Co 並聯，

並設計Lg 和 Co 於高頻並聯共振，共振時即可將訊號反彈回去無法通過。如此亦有抑制 頻寬外高頻增益效果。

L

g

M 1 L

1

C

1

L

s

C

S

C

^o

圖4.29 加入電容 Co 抑制 UWB 頻寬外的高頻增益

4-3-2-2 具抑制 UWB 頻寬外增益輸入匹配電路進階探討：

如上述在LC 諧振寬頻匹配電路中僅僅多加入兩個電容 Cs、Co 就具有抑制 UWB 頻寬外增益的功能，雖然在抑制增益上有非常不錯的濾波效果，然而此兩個電容是否會 影響原先的寬頻匹配將是接下來探討的重點。

Cs 之探討

為了抑制頻寬外低頻增益而加入的電容Cs 基本上為一大電容值，因為電容 Cs 主要 是貢獻串聯共振來抑制低頻時的增益，操作頻率在低頻故需較大的電容值。此外UWB 操作的頻段在電容Cs 和電感 L1、電容 C1 提供電感性的串聯共振頻率之後，對於電容 Cs 其阻抗將呈現一小阻值，在 UWB 頻段基本上可忽略電容 Cs 的阻值而視成接地，故 可推論在寬頻匹配電路中加入電容Cs 對於原先的匹配的影響並不會太嚴重，再經過適 當微調電路即可達到良好匹配。在寬頻匹配電路中電容Cs 的加入與否，二者之間的差 別如圖4.30 所示。

0 2 4 6 8 10 12 14 16 -25

-20 -15 -10 -5 0

S11(dB)

frequence(GHz) simulation with Cs simulation without Cs

圖4.30 加入電容 Cs 與否二者輸入匹配之比較

Co 之探討

由圖4.31 討論並聯共振的特性，當 L=1nH，C=1pF 時，其共振頻率在 5.033 在 GHz，

在共振頻率之前為電感性且遠離共振頻率處的感值接近原先的電感值，而在高頻為電容 性且遠離共振頻率處的容值則接近原先的電容值。由於匹配電路中抑制高頻增益的共振 頻率大約在16 GHz，設計的共振頻率遠離 UWB 操作頻段，故可推論有無加入電容 Co 將不至於影響原先的匹配太多。

1nH

1nH 1pF

5.033 GHz

f

L C

Value

1pF

§4-3-3 延續以濾波概念設計 UWB 頻段內增益有帶斥特性

UWB 無線通訊系統的頻寬為 3.1~10.6GHz，包含了 5~6GHz 的頻段，目前在此頻段 內正在使用的有806.11.b、g 無線通訊系統。如圖 4.32 所示，UWB 的兩大陣營 DS-CDMA 以及MB-OFDM，在 DS-CDMA 部份以 5-6GHz 將 UWB 頻帶區分成低頻帶(Low band) 和高頻帶(high band)。MB-OFDM 則是以 528MHz 將 3.1~10.6GHz 分成幾個頻帶，但是 GROUP B 包含 5~6GHz 的頻段盡量不去使用。

(a)

(b)

圖4.32 DS-CDMA 與 MB-OFDM 頻帶示意圖

4-3-3-1 利用一個零點二個極點之理想 LC 電路達到增益帶斥特性：

基於UWB 系統在 5~6GHz 的頻段盡量不去使用的想法 ，我再一次利用了濾波器設 計概念，將圖4.33(a)的 LC 電路加入電路中，推導其輸入阻抗可得如(4-4)式，可從式子 中得知此LC 電路在可產生一個零點二個極點(頻率為 0 是無效點)。

1 2

的輸入阻抗中，R1、R2 將貢獻額外的非理想項，如何將 R1 和 R2 的效應消除，即是接 下來所討論的重點。圖4.34(b)為使用實際電感和電容的頻率對阻抗圖。

in R

R

Z Z

= P

………..………(式 4-5) where

Z

R⁼

L L C S

_{1 2 2} ³

+ [ L C R

_{1 2 2}

+ L C R

_{2 2 1}

)] S

²

+ [ L

₁

+ L

₂

+ R C R S

_{1 2 2}

] + R

₁

+ R

₂

4 3

1 2 1 2 ( 1 2 2 2 2 1] [ (1 1 2 2 1 2) 2 2

R ] 2

P ⁼ L L C C S + L C R +L C R S + C R C R + +L L +L C S

1 1 2 2 2 +

[ (C R R ) C R S] 1

+ + +

C

1

C

₂

L

2

L

1

R

1

R

₂

(a)

5.0 5.2 5.4 5.6 5.8 6.0

0 5 10 15 20 25 30 35 40

impedance(Ohm)

frequence(GHz)

0 2 4 6 8 10 12 14

0 100 200 300 400 500

impedance(Ohm)

frequence(GHz)

(b)

圖4.34 考慮實際上有內阻之LC電路與頻率對阻抗圖

在文檔中 具抑制頻寬外增益功能之帶斥特性超寬頻低雜訊放大器與2.5-11GHz 主動式寬頻匹配超寬頻低雜訊放大器 (頁 51-61)