動機與目的

第二章微帶洩漏波天線基本原理及特性

2.1 動機與目的

在平面傳輸線上，因為傳輸線上洩漏波高階模的特性，所以它的頻寬會比一般諧振天線像是貼片天線(patch antenna)或是偶極天線(dipole antenna)較為寬。洩漏波天線具有掃頻(frequency-scanning)的特性，即天線的主波束(main

2.2 微帶洩漏波天線的原理及其特性

圖2-1(a)為微帶洩漏波天線的結構示意圖，圖2-1(b)是微帶洩漏波天線訊號示意圖，微帶洩漏波天線第一高階模的縱向電流分佈為一奇模(odd mode)，而且它會隨所傳遞而長度輻射功率，為一行波(traveling-wave)，電流強度隨行進距離遞減。洩漏波天線的傳播常數為一複數(

γ β

= −

j α

)，相位常數為

β

，損耗常數為α 。一般微帶線上的電場

E E e

= _o ⁻^{j x}^β

e

⁻^α^x，x是波行進的方向。

圖2-1: (a)微帶洩漏波天線結構示意圖

圖2-1: (b) 微帶洩漏波天線訊號示意圖

如圖2-2為微帶線對

k 正規化的傳播特性曲線圖，相位常數

₀

β

/ k₀，損耗常數 / k0

α

− (其中

k 為自由空間中波數)，兩者的值皆會隨頻率呈現改變。

₀

(I) (II) (III)

reactive region radiation region bound mode region

圖2-2: 微帶線正規化的傳播特性曲線圖

圖2-3: 不同基板厚度特性曲線比較 mode region，當

k

₀< < 存在surface-wave leakage。在這區域，能量在微帶

β k

_s 線上傳播，不會往空氣中輻射，看不到輻射的現象，比較像是傳輸線在傳輸能量。

當天線寬度變窄時，

β

/ k₀與

α

/ k₀曲線將會往高頻移動；反之天線寬度增加時，

β

/ k₀與

α

/ k₀曲線將會往低頻移動。當基板的介電常數升高，

β

/ k₀會快速增加，輻射區域往低頻偏移，且可用的輻射區域頻段也會變窄，所以如果介電常數等於1時能使可用頻段大大增加。

若介電常數不變的情形下，基板厚度減少，輻射區域會往高頻移動，故若我

天線的場型(pattern)主要可以用三個特性來表示: 主波束(main beam)的指向角度，3dB波束寬(half power beam width)及旁波束(side lobe)的分佈。

在洩漏波天線中，主波束的指向角度

θ

≅cos ( / )⁻¹

β k

₀ ，θ 為由天線表面算起的仰

2.3 平衡式微帶線

圖2-4為非平衡式微帶線轉平衡式微帶線之結構示意圖。非平衡式微帶線轉換成平衡式微帶線的轉變區(L)若夠長則可以達到較好的阻抗匹配。圖2-5為平衡式微帶線之結構示意圖。平衡式微帶線意指在微波基板的上邊和下邊的金屬帶線的線寬相同，且訊號相反，亦即上層的帶線擁有正電壓而下層的帶線擁有負電壓，依此特性，其上下兩側的帶線中間有一假想的地面，所以其特徵阻抗會是只有基板一半厚度的微帶線的阻抗的兩倍。要從微帶線轉變成平衡式微帶線只需將微帶線下層的地面使用緩變的方式變細到和上層的金屬帶線同樣的線寬，則可構成一平衡式微帶線。

圖2-4: 非平衡式微帶線轉平衡式微帶線之示意圖

圖2-5: 平衡式微帶線之結構圖

2.4 反向平衡式微帶線

圖2-6為反向平衡式微帶線之結構示意圖。反向平衡式微帶線是利用平衡式微帶線結構上下基板的正負訊號交換而來，圖2-7為反向平衡式微帶線的俯視結構圖。圖2-8為反向平衡式微帶線的側視結構圖。

圖2-6中，基板上層金屬帶有正電壓，而基板下層金屬則是帶有負電壓，上下兩層金屬透過鉚釘(via)的導通，而使上下兩層金屬所帶的訊號反向，意即通過鉚釘後的上層金屬帶有負電壓，下層金屬帶有負電壓。圖2-6中的一些參數可以依不同的頻寬來設計調整，適當的調整

r 、

l 、

_gp

l ，使得反射損耗(return

_d loss)小於-10dB，並以能實作為考量來設計，避免造成實作及量測上的困難。

圖2-6: 反向平衡式微帶線之結構示意圖

圖2-7: 反向平衡式微帶線之俯視結構圖

圖2-8: 反向平衡式微帶線之側視結構圖

2.5 第一高階模激發電路

圖 2-9 為激發電路結構之俯視示意圖。我們需要設計一種寬頻(3GHz~10GHz) 的第一高階模激發電路，而且輸出端 port2 與輸出端 port3 彼此的相位差在此寬

圖2-9: 激發電路結構之俯視示意圖

圖2-10: 激發電路結構之側視示意圖

圖2-11: 第一高階模激發電路的S參數模擬圖

圖2-13: 激發電路實體俯視圖正面

圖2-14: 激發電路實體俯視圖反面

第三章寬頻緩變微帶洩漏波天線

（Broadband Tapered Microstrip Leaky-Wave Antenna）

3.1 寬頻緩變微帶洩漏波天線設計方法

到的頻率為

f

_{i end}_{_} ，接著判斷

f

_{i end}_{_} 是否大於我們所設計頻段最高的頻率點

表3-1: 不同寬度微帶天線尺寸表

圖3-2: 不同寬度輻射區串聯

3.1.2 降低寬頻緩變洩漏波天線不連續的方法

不同寬度天線要作連結必須使用緩變(taper)的方式，這裡介紹幾種不同的緩變方式，如圖3-3所示，把不同寬度的微帶天線用線性緩變的方式加以連接，

用以減少不同寬度之間的不連續面與阻抗的不匹配，也會使得反射量減少。另外一種指數型緩變方式如圖3-4所示，同樣可以減少不同寬度之間的不連續面與阻抗的不匹配；與線性緩變的相異處，在於指數型緩變的寬度遞減幅度較大，換句話說，寬度較為細的部分也因此增加，在頻段的表現上則會以犧牲部分低頻效能換取高頻效能。另外還有幾種緩變方式，如圓弧型以及二次函數型等，這些都是方式的基本目的也都是降低不連續面與阻抗的不匹配。本文中因為以改善高頻為目的，故採用指數型緩變方式來做為不同寬度間的連接方式。

圖3-3: 線性緩變微帶天線示意圖

圖3-4: 指數型緩變微帶天線示意圖

起始天線寬度為30mm，末端天線寬度為11mm，由天線長度估計流程圖所得到的天線總長為418mm，考慮末端高頻洩漏需要把長度修正為440mm，如圖3-5所示，

把長度與寬度的位置代入指數函數的數學式中，可以解出該指數函數的係數 a=16.8、b=0.00227，接著使用HFSS內建函數模擬，使用至少200個點來近似此函數，並考慮反射損耗與天線遠場場型來做最佳化的調整。

圖3-5: 指數緩變示意圖

使用此緩變方式所設計的天線，因為不連續面少且阻抗不匹配情形已盡可能降低，所以在反射方面也已盡可能做到減少；場型部分，由於是連續的寬度變化，

且不同的寬度所對應到的

β

值也都不同，故可以預測出其天線場型是為不同的

β

所合成的場型，也就是說天線的主波束會由原本的高指向性變化成較為寬廣的場型，但此較寬的場型是由連續的

β

所構成，故也會緊密的連接在一起，也使天線場型不至於出現破碎的現象。

針對改善高頻的部分，我們做一個簡單的比較，我們觀察高頻的遠場輻射場型，取一個高頻的頻率點8.5GHz，觀察線性緩變與指數型緩變的遠場輻射場型，

如圖3-6所示，我們可以明顯看到，線性緩變的遠場輻射場型在反射上較為大，

如圖中所圈起的區域所示，也因此部分能量也反射回輸入端，對於反射損耗也有影響；而指數型緩變的遠場輻射場型就可以改善反射的能量，把反射量降低，對於場型與反射損耗都有不錯的改善。此改善的現象在頻率偏高的部分較為明顯，

但也因此會犧牲掉部分低頻的效能。

圖3-6: 不同緩變方式反射損耗比較圖

圖3-7: 8.5GHz遠場輻射場型模擬比較圖

圖3-7為不同頻率的電流分布圖，可以看到低頻的電流在前端呈現橫向電流輻射洩漏；而高頻的電流在前端寬度較寬的地方是在bound mode region，能量往前傳遞不輻射，而到了後端才開始有橫向電流出現，意即高頻電流在後端才開始洩漏，圖中虛線框框指出該頻率電流洩漏主要區段。

(a)

(b)

(c)

(d)

圖3-8: 寬頻緩變洩漏波天線電流分布圖(a)3.5GHz(b)5GHz(c)7GHz(d)8.5GHz

3.2 寬頻指數型緩變微帶洩漏波天線實作及量測

本研究中，一開始所設定的目標為設計一3GHz~10.5GHz寬頻緩變洩漏波天線，利用上述的長度估計演算法，以及使用指數型緩變的連接方式，不同寬度天線連接的總長度為440mm，此長度已考量實作的可行性；基板的介電常數為2.2，

板材厚度為1.575mm(62mil)，如圖3-8是為寬頻緩變天線實體俯視圖。

(a)

(b)

圖3-9: 寬頻緩變天線實體俯視圖(a)正面(b)反面

圖3-9為寬頻緩變天線之反射損耗(S )量測模擬比較圖，我們可以看到，低₁₁ 頻的部分從3.5GHz開始，但因為犧牲了部分長度給高頻使用，可以看到有一些頻率點未能達到反射損耗在-10dB以下，但相對的高頻的表現也大為提升，可以看到超過12GHz都能在-10dB以下，所以在設計頻段時可以修正可能往高頻平移的因素。

圖3-10: 寬頻緩變天線之反射損耗(S )量測模擬比較圖 ₁₁

圖3-10為天線遠場場型量測模擬比較圖，可以看到在3.5GHz時，輻射場型較為單純，而當頻率為5GHz時，主波束可以看出是有多個不同角度的波束來合成，

意即是有許多不同的

β

所造成，不過都能控制使其不至於破碎，形成連續的場型，此情形越往高頻越明顯，可以看到7GHz跟8.5GHz的場型更是如此。

基本上模擬跟量測的反射損失(S )與天線遠場場型大致上是為相似，在實₁₁ 作上考量板材長度不超過610mm，也相對的限制了頻段的設計，而最終頻段與原

(a)

(b)

(c)

(d)

第四章印刷式超寬頻帶拒天線

（Printed Ultra-Wideband Notch Antenna）

4.1 超寬頻天線導論

本篇論文則欲致力於發展新型的超寬頻天線，亦以具有實用價值為導向，更以輕量化、微小化、低成本、易於製作、高性能及高整合度為設計目標，並避免干擾 IEEE 802.11a 是為 WLAN(5.15GHz~5.825GHz)的頻帶，設計一具帶拒效果的天線，以求達到所需規範。

4.2 偶極天線與單極天線簡介

把式(4-1)帶入式(4-2)，得到未正規化的場型因子(pattern factor)

f

_un:

把式(4-5)帶入(4-2)可以得到

4.2.2 單極天線

4.3 CPW饋入結構設計

在平面印刷電路板上，我們要實現一個單極的超寬頻天線，首先，我們選用的微波基板為RO4003C，其介電常數為3.55，厚度選用0.508mm(20mil)，我們選擇的饋入方式為CPW(coplanar waveguide) feeding，由於此種饋入方式的火線與地線在同一個平面，可以減少實作上的困難，其饋入方式示意圖如圖4-5所示，

原則上是先把阻抗設計為

50Ω

，之後再作些微調整。

圖4-5: CPW饋入結構示意圖

使用CPW饋入作為

50Ω

傳輸線，圖4-6可以看到從2GHz到12GHz的反射損耗都可以有很好的表現，接下來要利用此饋入結構接上天線單元，並考慮負載效應做細微的調整。

4.4 印刷式超寬頻天線單元設計

首先，我們選擇橢圓形作為天線單元的基本形，由於橢圓形具有形狀圓滑且大小較圓形為小，也可以輕易掌握其尺寸。如圖4-7所示，饋入端為CPW結構，天線部分是為橢圓形，其長軸約為25mm，此尺寸選取是參照所設定頻率最低頻的1/4 波長，也就是3GHz的1/4波長；短軸部分是為12mm，使得長短比約為2:1，是參考過去學長論文所得；理論上地面長度應該和天線的長度相當約為25mm，不過考慮

在文檔中超寬頻天線 (頁 15-0)

第二章 微帶洩漏波天線基本原理及特性