第三章 單一導體帶狀洩漏波天線陣列扇狀輻射場型之計算
3.4 單一導體帶狀洩漏波天線陣列扇狀輻射場型合成法
如前所述，單一導體帶狀洩漏波天線的輻射場型在end-fire方向，但其半功 率波束寬角度(Half-power beamwidth)約略只有30°，稍嫌窄了點，因此我們欲利 用扇形陣列拓寬其半功率波束寬角度，如圖3-6所示
圖3-6(左): 拓寬半功率波束寬角度之扇形陣列示意圖 圖3-7(右): 四元素扇形單一導體帶狀洩漏波天線陣列示意圖
當適度的選擇所擺設間距的角度以及半徑，可得到拓寬其半功率波束寬角度且
Ripple最小的效果，但若天線尺寸相對波長太大，以電磁模擬軟體模擬時，所需
時間過長，因此希望利用扇形陣列場型合成理論搭配電磁模擬軟體快速的合成出 陣列之扇狀輻射場型。
舉例來說，圖3-7為四元素扇形單一導體帶狀洩漏波天線陣列示意圖，以
210mm為半徑，角度間距10°擺放四個元素，而圖3-8為其xy-plane場型合成步驟
圖，可看出4元素扇形天線陣列可分解成4個"已旋轉過"的單一元素，彼此相鄰的 面因與電場方向垂直，所以設置Perfect Conductor(PEC)邊界條件，再以電磁模擬 軟體將個別元素xy-plane輻射場型P1xy( )
φ
、P2xy( )φ
、P3xy( )φ
、P4xy( )φ
求出，最 後利用扇形陣列場型合成理論中的Eq.(1)推得xy-plane場型，且於xy-plane的角度φ
0可看出扇形天線陣列逐點運算推得bxy( )φ
0 的步驟，而若欲求yz-plane場型，則圖3-8: 四元素扇形單一導體帶狀洩漏波天線陣列場型合成步驟圖 PMC
PMC
1xy( )0
P φ
2xy( )0
P φ
3xy( )0
P φ
4xy( )0
P φ
( )0
bxy φ
PMC
PMC
3.5 扇狀輻射場型合成與模擬之比較
本小節將利用上屆學長所設計之扇形單一導體帶狀洩漏波天線陣列所模擬 的場型與我們利用場型合成法得到的輻射場型相互比較，以驗證所合成出場型的 準確性。圖3-9 ~ 圖3-11為4、8、16元素的扇形單一導體帶狀洩漏波天線陣列，
其元素擺放半徑分別為210mm、200mm、200mm，彼此元素間相距角度均為10°。
圖3-9: 四元素扇形天線陣列 圖3-10: 八元素扇形天線陣列
圖3-11: 十六元素扇形天線陣列
圖3-12為四元素扇形天線陣列在11GHz的模擬與合成場型比較圖；圖3-13為四元 素扇形天線陣列在12GHz的模擬與合成場型比較圖；圖3-14為八元素扇形天線陣
列在11GHz的模擬與合成場型比較圖；圖3-15為八元素扇形天線陣列在12GHz的
模擬與合成場型比較圖；圖3-16為十六元素扇形天線陣列在11GHz的模擬與合成 場型比較圖；圖3-17為十六元素扇形陣列在12GHz的模擬與合成場型比較圖。
圖3-12: 四元素扇形天線陣列在11GHz的模擬與合成場型比較圖(a)E-Plane
(b)H-Plane
圖3-13: 四元素扇形天線陣列在12GHz的模擬與合成場型比較圖(a)E-Plane
(b)H-Plane
圖3-14: 八元素扇形天線陣列在11GHz的模擬與合成場型比較圖(a)E-Plane (b)H-Plane
圖3-15: 八元素扇形天線陣列在12GHz的模擬與合成場型比較圖(a)E-Plane
(b)H-Plane
圖3-16: 十六元素天線陣列在11GHz的模擬與合成場型比較圖(a)E-Plane
圖3-17: 十六元素扇形天線陣列在12GHz的模擬與合成場型比較圖(a)E-Plane (b)H-Plane
由上述結果可看出合成出來的輻射場型與模擬軟體運算出來的場型很相近，尤其 在主波束的範圍，dip點大致上都有跟到，如此一來，當我們欲利用單一導體帶 狀洩漏波天線組成扇形天線陣列，但天線尺寸相對波長太大如十六元素扇形單一 導體帶狀洩漏波天線陣列，以電磁模擬軟體模擬時所需耗費時間過長，此時可使 用本節所介紹之扇形單一導體帶狀洩漏波天線陣列場型合成法，合理的調整半徑 與角度間距，使得天線陣列達到寬的半功率波束寬角度(Half-power beamwidth) 或者低的旁波瓣(Side lobe)等預期希望的效果，大量減少電路調整時模擬所需花 費的時間。
第四章 可切換主波束之扇形單一導體帶狀洩漏波天線陣 列
4.1 智慧型天線系統簡介
一般對智慧型天線系統的定義如下：「智慧型天線是由一組採特定幾何排列 形式的天線元件所組成，利用切換式、掃描式或自適性的方式控制主動性元件達 成改變無線電波輻射的場型，具有提升載波干擾比、服務區域範圍、系統容量等 系統操作參數的功能」。智慧型天線利用空間分隔多工的概念將天線幅射場型形 成一特定的波束(beam)，應用空間分集的特性來區分與合成不同方位的使用者與 路徑訊號。系統在接收信號時，可自該窄波束接收到最大功率來提高通訊品質；
而發射信號時，除了可讓接收端接收到最大的功率之外，同時也會對其它接收設 備減少干擾與降低多重路徑效應的影響。
由於單一導體帶狀洩漏波天線具有固定end-fire方向之主波束，因此希望能 藉由擺置數個單一導體帶狀洩漏波天線利用射頻開關切換主波束，如圖4-1為四 根單一導體洩漏波天線搭配微波高頻開關切換主波束的構想圖
圖4-1: 四根單一導體洩漏波天線搭配微波高頻開關切換主波束構想圖
4.2 天線寬度為32mm之單一導體帶狀洩漏波天線
現今我們欲將單一導體帶狀洩漏波天線搭配射頻開關切換主波束形成一智 慧型天線，但由於先前3.3節提出的單一導體帶狀洩漏波天線其可用頻段為
7.75GHz ~ 13GHz，頻率太高，對於射頻開關的製作上有困難，因此我們選定5GHz
~ 6GHz包含WLAN的頻段上製作讓實用性更高。於是我們修改架構如下:天線寬
度W =32mm，天線長度L=140mm，板材厚度h=0.508mm，前端為洩漏波模 態激發電路，基板寬度Ws =60mm，饋入結構的長度Lf =53mm。
天線設計頻段改變導致整體天線架構改變，因此重新修正前端洩漏波模態激 發電路，圖4-2為修改過後的洩漏波模態激發電路俯視示意圖，圖4-3為修改過後 的洩漏波模態激發電路之側視示意圖。圖4-4為修改過後的洩漏波模態激發電路S 參數模擬圖，包含了在3GHz ~ 8GHz之間的S11、S21、S31的，可以看到反射損耗
S11都在-15dB以下，而另外兩個輸出端所得到的能量S21與S31，經過反向平衡式
微帶線後保持相當接近，彼此間相差最多0.7dB，而在我們所設計的5GHz ~ 6GHz 之間最多相差0.12dB，且值大約在-3.5dB ~ -3.8dB之間，可得知能量順利傳入並 均分，圖4-5為修改過後的洩漏波模態激發電路輸出端相位差模擬圖，兩輸出端 相位差希望相差180°，由圖可看出兩輸出相位差離180°最多8°，且在所設計的
5GHz ~ 6GHz之間最多相差5.7°，尚在合理接受範圍，故以此完成了一個能量均
分，相位相差180°的能量分配器。
圖4-6為修改過後的單一導體帶狀洩漏波天線俯視圖，圖4-7為修改過後的單 一導體帶狀洩漏波天線反射損耗模擬圖，可以觀察到單一導體帶狀洩漏波天線的
頻帶從4.4GHz到6.4GHz，頻寬為2GHz，由正規化相位常數推論出的天線頻寬理
論值為2.87GHz到7.45GHz，，頻寬為4.58GHz，頻寬有明顯縮減乃因頻率降低，
天線洩漏能量所需之長度變大，於是需要較大面積，但又礙於板裁尺寸，所以縮 短了饋入結構，才會導致實際頻寬相對縮減。
圖4-2: 修改過後的洩漏波模態激發電路之俯視示意圖
圖4-3: 修改過後的洩漏波模態激發電路之側視示意圖
圖4-4: 修改過後的洩漏波模態激發電路之S參數模擬圖
圖4-5: 修改過後的洩漏波模態激發電路之輸出端相位差模擬圖
圖4-6(左): 修改過後的單一導體帶狀洩漏波天線俯視圖 圖4-7(右): 修改過後的單一導體帶狀洩漏波天線反射損耗模擬圖
修改過後的單一導體帶狀洩漏波天線模擬的輻射場型如下所示，圖4-8(a)、(b)、 (c) 分別為修改過後單一導體帶狀洩漏波天線在5GHz、5.4GHz、5.8GHz時 E-plane(xy-plane)的輻射場型模擬圖，最大增益各為6.1dBi、7.55dBi與8.05dBi， 而 表 格 內SLL代 表Side-Lobe Level，θ3dB 為 半 功 率 波 束 角 度 寬(Half-power
beamwidth)，圖4-8(d)則分別為修改過後的單一導體帶狀洩漏波天線在5GHz、
5.4GHz、5.8GHz時H-plane(yz-plane)的輻射場型模擬圖，可再次看出單一導體帶
狀洩漏波天線如先前所提，場型輻射在end-fire方向，方便於作為智慧型天線切 換主波束時使用。
y
4.3 射頻開關
4.3.1 射頻開關介紹
射頻開關（Switch），在許多系統上均有廣泛應用，它是一種半導體控制電 路，用來控制能量流向。射頻開關電路形式主要有兩種，PIN 二極體及砷化鎵
（GaAs ,Gallium arsenide）微波單晶積體電路（MMIC ,microwave monolithic
integrate circuits），其中PIN二極體射頻開關一般用於低功率、高速率、和高可
靠度；而砷化鎵通常可用在更高的工作頻率範圍、更快的切換速度。而應用於微 波系統的開關有數種類型，圖 4-9 是本論文中所使用的類型:單刀四擲開關
（single-pole four -throw,SP4T）。
圖4-9: 單刀四擲射頻開關(a)符號圖與(b)方塊圖
本文中射頻開關使用HEXAWAVE中型號HWS451的IC，如圖4-10，為一
砷化鎵SP4T切換器（GaAs SP4T switch），操作頻率範圍從DC至6GHz，RFC
為射頻訊號輸入端，RF1、RF2、RF3、RF4為射頻輸出端，VC1、VC2、VC3、 VC4 則為直流偏壓，其邏輯值可控制射頻訊號流向，CA為8pF 之旁路電容 (by-pass capacitors)，CB為8pF之直流阻絕電容(DC blocking capacitors)。
CB
圖4-11 為此射頻開關之尺寸大小規格，整個封裝後大小約為3x3mm，表4-1為 此SP4T射頻開關之邏輯表，可依據此邏輯表偏壓，控制訊號的流向。
圖4-9:單刀四擲射頻切換器(a)符號與(b)方塊圖
圖4-11: HWS451砷化鎵SP4T切換器外型規格圖
1
VC VC 2 VC3 VC 4 RFC RF− 1 RFC RF− 2 RFC RF− 3 RFC RF− 4
1 0 0 0
Insertion
Loss Isolation Isolation Isolation
0 1 0 0
Isolation Insertion
Loss Isolation Isolation
0 0 1 0
Isolation Isolation Insertion
Loss Isolation
0 0 0 1
Isolation Isolation Isolation Insertion
Loss
“1”= +3V to +5V ： “0”= 0V to +0.2V
表4-1: HWS451砷化鎵SP4T切換器之邏輯表
4.3.2 射頻開關實作與量測結果
實作 SP4T 射頻開關，吾人選用之板裁為 Rogers RO4003，板裁介電係數 (Substrate dielectric constant)為3.55，厚度為0.508mm，介質損耗角正切(Substrate loss tangent)為0.0027，採用CBCPW(Conductor Backed Coplanar Waveguide)作電 路佈局，圖4-12為電路實作圖，上下兩條共四條電線外接直流偏壓(bias)可控制 輸出訊號流向，中間為HWS451之砷化鎵ＳＰ4Ｔ射頻開關，欲量測的部分包含 反射損耗(Return Loss)、介入損耗（Insertion Loss）與隔離度（Isolation）。偏壓 方式如表4-1所示，反射損耗的考量是在於射頻訊號能量是否完全的傳入切換器 不被反射訊號影響輸入端，介入損耗的考量是對於射頻訊號通過的諧波衰減度，
而隔離度的考量是檢查當射頻訊號傳送到某一組天線輸入端時，是否避免了另一 組天線輸入端受到干擾。
圖4-12: SP4T射頻開關實作圖
射頻開關量測結果，從圖4-13所示，其中(a)表示在邏輯VC1=1、VC2=0、
VC3=0、VC4=0即RFC⇒RF1情況下的反射損耗、介入損耗與隔離度，依此類
VC3=0、VC4=0即RFC⇒RF1情況下的反射損耗、介入損耗與隔離度，依此類