基頻訊號同步與解調

由前一節將中頻訊號轉換為基頻訊號後，將I/Q 基頻訊號相加成複數訊號，

這一節我們將利用第四章介紹的方法，對這個基頻複數訊號做同步與解調，如圖 5.11。

圖5.11 : DVB-T 系統基頻複數訊號頻譜示意圖

基頻訊號同步可以分成FFT 轉換前(Pre-FFT)和後(Post-FFT)來處理。在 FFT 轉換前，會先做傳輸模式的偵測，再來就是時間符元與頻率小數偏移的同步，如 圖5.12。

Mode Detection Time

Synchronization

Fine Frequency Synchronization

圖5.12 : Pre-FFT 訊號同步流程示意圖

做完這些同步後，訊號經過FFT 的轉換，做頻率整數偏移同步的部份還有 通道估測與補償。圖5.13 為 FFT 轉換後，訊號同步的流程。

Coarse Frequency Synchronization

Channel

Estimation Equalizer

圖5.13 : Post-FFT 訊號同步流程示意圖

圖5.14 : 完成同步後訊號頻譜示意圖

圖5.14 為完成時間和頻率同步的訊號頻譜。頻率整數同步完成後，其星狀圖還 是受到通道效應的影響，看不出明顯的星團，是使用何種調變方式，如圖5.15。

圖5.15 : Post-FFT 已做完訊號同步之星狀圖

這裡我們採用第四章所介紹的LS 演算法，藉由散佈性嚮導訊號去估測通道 頻率響應。因為我們不知道一開始 OFDM 符元的散佈性嚮導訊號子載波的位 置，而散佈性嚮導訊號是每隔12 點擺放一次的，能量又比其他訊號強，所以我 們先計算起始位置為0、3、6 和 9 的能量加總，能量最大的，即為散佈性嚮導訊 號的位置。如此一來，就可以輕易的得知散佈性嚮導訊號的子載波分配位置，然 後利用散佈性嚮導訊號去估測通道頻率響應。

在估測通道頻率響應前，可以先把訊號沒有用的部份先捨棄，也就是在傳送 端，子載波是分配為0 的位置可以不用計算。故訊號的資料量從 8192 個複數訊 號降低為6817 個，如圖 5.16 所示。

圖5.16 : 6817 個複數訊號

我們利用已知的散佈性嚮導訊號，經過LS 演算法後，可以得到嚮導訊號上 的通道頻率響應，先利用一維線性內插法，將其他子載波上的通道頻率響應求出 來，如圖5.17 即為利用一維線性內插法求得的通道頻率響應。

圖5.17 : 通道頻率響應

在求出通道頻率響應H[k]後，可以將其作 IFFT 反轉換，可以得到通道脈衝 響應(Channel Impulse Response)h[n]，如圖 5.18。

圖5.18 : 通道脈衝響應

通道頻率效應估測出來後，就可以對基頻訊號做通道響應的補償與等化，等 化後的訊號振福大小如圖5.19。從星狀圖來看，可以很明顯的看出 16 個聚集的 星團，也就是16-QAM 調變，如圖 5.20。

圖5.19 : 等化後，訊號之振幅響應示意圖

圖5.20 : 等化後，訊號之星狀圖

在圖5.20 中的 6817 個複數訊號，包含了 68 個位在± 附近的傳輸參數訊號1 (TPS)，還有 701 個位在 4

± 附近的嚮導訊號，如圖 5.21 所示。 3

圖5.21 : 嚮導訊號及 TPS 星狀位置圖

將這些嚮導訊號移除後，剩下6048 個複數訊號就是真正的資料訊號了。在 做完訊號同步後，得到了在經過通道前，子載波上的複數資料，所以我們可以開 始進行通道解碼的動作了。

再來，使用二維線性內插法去估測通道頻率響應，可以由圖5.22 看出星團 更加集中，各個星團比用一維線性內插更為明顯。

圖5.22 : 使用二維線性內插法等化後訊號之星狀圖

圖5.20 和圖 5.22 都是在靜態時所接收的數位電視訊號，可以比較出圖 5.22 有較好的解析度。接下來可以用由行動接收下來的數位電視訊號去做比較，圖 5.23 和圖 5.24 是在時速 40 km 下所接收到的數位電視訊號，圖 5.23 的通道響應 是用一維線性內插法去估測的，圖5.24 則是用二維線性內插法，可以看出用二 維線性內插法有較好的辨識度。接著在時速60 km 下，一樣對接收下來的數位電 視訊號的通道頻率響應做一維和二維線性內插法，等化後的結果如圖5.25 與圖 5.26 所示，使用二維線性內插法的星狀圖，相較之下，解析度好上許多。

圖5.23 : 時速 40km 下使用一維線性內插法等化後訊號之星狀圖

圖5.24 : 時速 40km 下使用二維線性內插法等化後訊號之星狀圖

圖5.25 : 時速 60km 下使用一維線性內插法等化後訊號之星狀圖

圖5.26 : 時速 60km 下使用二維線性內插法等化後訊號之星狀圖