數位電視地面廣播軟體接收機

國 立 交 通 大 學

電信工程學系

碩 士 論 文

數位電視地面廣播軟體接收機

DVB-T Software Receiver

研 究 生：吳政鴻

指導教授：張文鐘 博士

中 華 民 國 九十六 年 八 月

數位電視地面廣播軟體接收機

DVB-T Software Receiver

研 究 生：吳政鴻 Student：Jeng-Hong Wu

指導教授：張文鐘 Advisor：Wen-Thong Chang

國 立 交 通 大 學

電信工程學系

碩 士 論 文

A Thesis

Submitted to Department of Communication Engineering College of Electrical and Computer Engineering

National Chiao Tung University in Partial Fulfillment of the Requirements

for the Degree of Master of Science

in

Communication Engineering August 2007

Hsinchu, Taiwan, Republic of China

數位電視地面廣播軟體接收機

研究生：吳政鴻 指導教授：張文鐘 博士

國立交通大學電信工程學系碩士班

摘要

本篇論文主要是利用從數位電視盒中頻訊號的部份所取樣出來

的訊號，設計一個軟體接收機將電視訊號解調回來。討論在實際的無

線廣播通道下，電視訊號遭受到的干擾和衰減並將其同步及補償回

來。軟體接收機主要可以分為三大部分，數位處理前端、基頻訊號解

調和通道解碼。在數位處理前端的部份是將取樣出來的訊號做

I/Q 訊

號的解調變和取樣頻率的轉換。得到

DVB-T 基頻訊號後，就可以進

行系統傳輸模式的偵測，進而處理時間和頻率的同步問題，通道估測

和補償，本論文採用了一維和二維的通道估測。最後，將解調出來的

訊號做通道解碼，就能得到原來的電視訊號

MPEG-2 TS。由模擬的

部份，可以看到利用電腦上的媒體播放器播放解調出來的

MPEG-2 TS

電視訊號，並可以將其他兩個節目頻道抽離出來並播放。

DVB-T Software Receiver

Student: Jeng-Hong Wu Advisor: Dr. Wen-Thong Chang

Department of Communication Engineering

National Chiao-Tung University

Abstract

This thesis introduces the design of DVB-T software receiver. We

simulate the software receiver to demodulate the video signal from the IF

signal of set top box. The video signal is discussed by interference and

fading from the wireless broadcast channel. The software receiver

consists of digital processing front, baseband signal demodulator, and

channel decoder. The digital processing front aims to demodulate I/Q

signal and transform sampling frequency. After obtaining the baseband

signal of DVB-T system, the transmission mode detector is performed,

and then time and frequency synchronization as well as channel

estimation are processed. Channel estimation is performed using one

dimension and two dimension interpolation. Finally, the demodulated

signal is performed channel decoding and MPEG-2 transport stream can

be obtained. Simulation results show that MPEG-2 TS can be played by

the media player on the computer, and other programs are separated out.

致 謝

時光飛逝，兩年的研究生活就要結束了，首先要感謝我的指導教

授張文鐘博士，給予我在研究上的指導與解惑，並且提供舒適的研究

環境與充足的硬體設備，讓我能夠順利的完成這篇論文。也要感謝我

的口試委員們: 蘇育德教授，鍾嘉德教授及尤信程教授，謝謝你們的

建議與指教，使得這篇論文能夠更完整。

再來我要感謝的是實驗室的同學們: 程翔、榮勝、新華、素仙、

瑩甄和孟潔，還有學弟們，謝謝你們陪我度過這兩年的研究時光，讓

整個實驗室的氣氛充滿了歡笑和樂趣，很高興能和你們一起出遊烤肉

和唱歌，希望各奔東西後，還能夠常常連絡。接著要感謝的是大學同

學: 書維、依修、祥倫、承德和彥儒等，謝謝你們陪我度過這兩年的

研究生活，不管在上課或是課餘的時候，總是能互相照應和鼓勵，讓

我在學業和生活上遇到的壓力和困難都能迎刃而解，能夠認識你們真

的很幸運。

最後，要特別感謝我的家人，有你們在背後的支持和關心，讓我

能夠順利的完成學業。將這篇論文獻給你們，與你們共享這份喜悅和

榮耀。

謝謝你們，也衷心的祝福你們身體健康，萬事如意。

目錄

第一章 序論 ...1 第二章 數位電視地面廣播規格標準 ...4 2.1 規格參數簡介...4 2.1.1 DVB-T 系統介紹與規格參數 ...4 2.1.2 訊框格式與參考訊號...5 2.2 OFDM 介紹...14 2.2.1 OFDM 原理與架構...14 2.2.2 防護區間與循環字首(Cyclic Prefix ; CP)...18 第三章 DVB-T 傳送端通道編碼 ...20 3.1 MPEG-2 TS ...21 3.2 亂碼器(Scrambler) ...23 3.3 外部編碼(Reed-Solomon Coding) ...24 3.4 外部交錯(Convolutional interleaving)...25 3.5 內部編碼(Convolutional coding) ...26 3.6 內部交錯(Inner interleaving) ...28 3.6.1 位元交錯器(Bit-wise interleaving) ...28 3.6.2 符元交錯器(Symbol interleaving) ...30

3.7 映射與星狀圖(Signal constellations and mapping)...33

第四章 DVB-T 同步技術與通道估測 ...35 4.1 符元時間同步...35 4.2 載波頻率偏移同步...40 4.2.1 頻率偏移整數部份同步...42 4.2.2 頻率偏移小數部份同步...44 4.3 通道估測與等化...46

4.3.1 一維線性內插法...48 4.3.2 二維線性內插法...49 第五章 DVB-T 接收機設計與軟體實現 ...52 5.1 數位處理前端...53 5.2 基頻訊號同步與解調...59 5.3 通道解碼...68 5.4 實驗結果...71 第六章 結論 ...76 第七章 參考文獻 ...77

圖目錄

圖1.1: 數位電視傳輸方式，資料來源[2] ...2 圖2.1: 超訊框和訊框關係示意圖...6 圖2.2:8K 模式，連續性嚮導訊號位置示意圖...9 圖2.3:散佈性嚮導訊號位置示意圖...9 圖2.4:PRBS 序列產生器 ...10 圖2.5: 多載波調變系統架構圖...15 圖2.6: 多重載波分配示意圖...15 圖2.7: 正交分頻多工載波頻率分配圖...16 圖2.8: 編碼式正交分頻多工系統方塊圖...17 圖2.9:IFFT 輸入載波分配圖...17 圖2.10: 加入防護區間的OFDMSYMBOL...18 圖2.11: 防護區間所造成的ICI 效應...19 圖2.12: 循環字首示意圖...19 圖3.1:DVB-T 傳送系統方塊圖[1]...20 圖3.2: 產生TRANSPORT STREAM的流程圖...21 圖3.3:PES 和 TS 階層關係圖及 TS 標頭格式...22 圖3.4: 亂碼器/解亂碼器結構圖...23 圖3.5:MPEG-2TS 封包示意圖...24 圖3.6: 亂數化後的TS 封包 ...24 圖3.7:REED-SOLOMON RS(204,188,8)的錯誤檢查封包 ...25 圖3.8: 外部交錯器和外部解交錯器方塊圖...25 圖3.9: 迴旋碼(171,133)示意圖 ...27 圖3.10: 內部編碼和交錯器流程圖...28

圖3.11: 非階層模式，16-QAM 位元交錯器 ...29

圖3.12:8K 傳輸模式，符元交錯器之置換函數產生器...32

圖3.13:16-QAM(NON-HIERARCHICAL AND HIERARCHICAL WITH α=1) ...34

圖3.14:NON-UNIFORM 16-QAM(α=2)...34 圖3.15 : Non-uniform 16-QAM(α= 4)………...34 圖4.1: 時間及頻率同步相關流程...35 圖4.2:8K 模式，CP= 1 4，實際系統偵測傳輸模式比較圖...36 圖4.3:FFTWINDOW起始位置示意圖...37 圖4.4: 符元時間偏移64 點之 16-QAM 星狀圖 ...38

圖4.5:FFTWINDOW起始位置在ISIFREE之外...39

圖4.6: 受到ISI 影響之星狀圖 ...39 圖4.7: 利用交相關求出頻率整數偏移示意圖...44 圖4.8: 正交投影定理示意圖...47 圖4.9: 一階線性內差法示意圖...49 圖4.10: 時間維度線性內插法示意圖...50 圖4.11: 時間維度線性外插法示意圖...50 圖4.12: 頻率維度線性內插法示意圖...50 圖5.1: 接收機主要步驟流程圖...52 圖5.2: 數位處理前端示意圖...53 圖5.3: 中頻訊號頻譜示意圖...53 圖5.4: 帶通濾波器振幅響應示意圖...54 圖5.5: 經過帶通濾波器之中頻訊號頻譜示意圖...54 圖5.6:I/Q 訊號頻譜示意圖 ...56 圖5.7: 低通濾波器(LPF1)振幅響應示意圖 ...56 圖5.8: 經過低通濾波器(LPF1)之 I/Q 訊號頻譜示意圖 ...57 圖5.9:低通濾波器(LPF2)振幅響應示意圖 ...58

圖5.10:DVB-T 系統 I/Q 基頻訊號頻譜示意圖 ...59 圖5.11:DVB-T 系統基頻複數訊號頻譜示意圖...59 圖5.12:PRE-FFT 訊號同步流程示意圖 ...60 圖5.13:POST-FFT 訊號同步流程示意圖...60 圖5.14: 完成同步後訊號頻譜示意圖...60 圖5.15:POST-FFT 已做完訊號同步之星狀圖...61 圖5.16:6817 個複數訊號...62 圖5.17: 通道頻率響應...62 圖5.18: 通道脈衝響應...63 圖5.19: 等化後，訊號之振幅響應示意圖...63 圖5.20: 等化後，訊號之星狀圖...64 圖5.21: 嚮導訊號及TPS 星狀位置圖 ...64 圖5.22: 使用二維線性內插法等化後訊號之星狀圖...65 圖5.23: 時速40KM下使用一維線性內插法等化後訊號之星狀圖...66 圖5.24: 時速40KM下使用二維線性內插法等化後訊號之星狀圖...66 圖5.25: 時速60KM下使用一維線性內插法等化後訊號之星狀圖...67 圖5.26: 時速60KM下使用二維線性內插法等化後訊號之星狀圖...67 圖5.27: 通道解碼流程圖...68 圖5.28:TPS 訊號格式 ...68 圖5.29:MPEG-2TS 檔案格式...71 圖5.30: 數位電視「台視財經台」節目...72 圖5.31:TS2PS 軟體示意圖...72 圖5.32: 數位電視「台視」節目...73 圖5.33: 數位電視「台視國際台」節目...73 圖5.34:RS DECODER封包錯誤率...74 圖5.35:SNR=15DB，2-D 通道估測解調出來之訊號...75

表目錄

表1.1: 數位電視地面廣播標準...2 表2.1:DVB-T6MHZ通道中系統規格參數...5 表2.2: 一個超訊框內所包含RS 封包個數 ...7 表2.3: 在6MHZ頻寬中，非階層模式可傳輸的位元率(MBIT/S)[1] ...8 表2.4: 連續性嚮導訊號的子載波索引值[1] ...11 表2.5:TPS 的子載波索引值[1] ...12 表2.6:傳輸參數訊號資訊和格式...13 表3.1: 打孔的選擇樣式與P/S 轉換的傳輸序列 ...27 表3.2:2K 模式，符元交錯器之位元排序...31 表3.3:8K 模式，符元交錯器之位元排序...32 表5.1: 帶通濾波器參數設定...54 表5.2: 低通濾波器(LPF1)參數設定 ...57 表5.3: 低通濾波器(LPF2)參數設定 ...58 表5.4:DEPUNCTURING...70

第一章 序論

隨著科技的進步，傳統的類比電視訊號已經被數位化的電視訊號取代了。數 位電視地面廣播早在六、七年前還是在實驗性質的階段，隨著這幾年的研究和發 展，已經具有商業的價值了，雖然目前台灣國內還是在試撥的階段，但是由國外 各國看來，這次電視的數位化已經是勢在必行了。數位電視由於是採用「數位訊 號」傳送及處理的電視訊號，可以在訊號處理的過程中去除雜訊的干擾，比傳統 的類比電視訊號有著更好的影像與聲音品質；同時，因為採用數位化訊號的處理 方式，故我們可以在訊號中加入額外的資訊，提供更多的服務及強化電視節目的 內容，例如提供多種字幕的選擇，電視節目的介紹與電子選單，比賽的統計資料 等等都是類比電視訊號無法做到的全新服務。因為數位訊號傳送的時候會先經過 壓縮處理的過程，故在原來傳送類比電視的頻道上，可以傳送更大量的訊號，所 以各家廣播業者可以提供更高畫質的電視節目給消費者，或是在頻道上同時傳送 三、四個電視節目的訊號，使得頻道的使用更有效率，目前台灣各家廣播業者所 使用的頻寬各為6 MHz，能同時傳送三、四個數位電視節目與數位廣播的訊號。

台灣目前所使用的數位電視廣播DVB(Digital Video Broadcast)，其傳送方式

又可以分為以下幾種:用衛星來傳送的 DVB-S(Satellite)；用地面基地台傳送的 DVB-T(Terrestrial)；還有一種是使用有線的方式傳送的 DVB-C(Cable)，若目前 家中的電視還是類比訊號電視的話，只需加裝數位電視機上盒(Set Top Box)，經 過訊號轉換後，即可享用數位電視的節目服務，此外，在個人電腦上，我們也可 以藉由網路的傳送，下載收看到數位電視的節目，如圖1.1 所示。 電視數位化是世界性的潮流，目前各個先進國家歐、美、日等國都已經在積 極開發新的數位電視技術與產品，目前無線數位電視的傳輸標準可以分為三大類: 美規的ATSC 8-VSB 用於 6 MHz 電視頻道；歐規的 DVB-T COFDM 用於 6/7/8 MHz 的電視頻道，目前台灣是採用歐規的 DVB-T 6 MHz；日規的 ISDB-T COFDM

圖1.1 : 數位電視傳輸方式，資料來源[2]

用於6 MHz 的電視頻道，是屬於歐規的改良型。 三大數位電視地面廣播標準的

詳細規格，如表1.1 所示。

表1.1 : 數位電視地面廣播標準

美規 ATSC 歐規 DVB-T 日規 ISDB-T

Video MPEG-2 MPEG-2 MPEG-2

Audio Dolby AC-3 MPEG-2 MPEG-2

Bandwidth 6 MHz 6/7/8 MHz 5.6 MHz Modulation 8-VSB COFDM DQPSK、QPSK、 16QAM、64QAM、 OFDM Information rate 19.44Mbps 23.5Mbps 3.7~23.2Mbps FEC(Inner code) Trellis(Coding rate：2/3) Convolutional(Coding rate：1/2~7/8) Convolutional(Coding rate：1/2~7/8)

FEC(outer code) Reed-Solomon

Code(208,188)

Reed-Solomon Code(204,188)

Reed-Solomon Code(204,188)

Interleaving Time Frequency Frequency & Time

SFN NO YES YES Country 美國、加拿大、 南韓、阿根廷、 新加坡 歐洲各國、澳洲、紐 西蘭、台灣 日本、巴西、香港

在本論文中，主要是在台灣所採用的歐規DVB-T 系統下，利用數位電視盒 接收下來的電視訊號，擷取中頻訊號的部份，經由實驗器材取樣下來的數位資 料，利用軟體實作的方式，將中頻訊號轉換為基頻訊號，再利用訊號同步與通道

估測的方法，將數位電視的訊號解調出來，經過通道解碼後得到 MPEG-2 TS，

藉由自由軟體「TS2PS」[17]將 MPEG-2 TS 轉換為 Program Stream，再用電腦影 音播放軟體[18]播放電視節目。

本論文的章節安排如下，第二章主要是介紹數位電視地面廣播的規格標準，

以及所採用的傳輸調變方式，第三章說明了DVB-T 數位電視訊號的通道編碼流

程，第四章介紹了我們採用的訊號同步的技術和通道估測的方法，第五章則是說 明用軟體實作的流程結果與通道解碼的流程，第六章是最後的結論。

第二章 數位電視地面廣播規格標準

目前全球數位電視地面廣播DTTB(Digital Television Terrestrial Broadcasting)

分為三大標準，分別為歐洲廣播聯盟(European Broadcast Union；EBU)所制定的 DVB(Digital Video Broadcasting)、美國的 ATSC(Advanced Television Systems Committee)、以及日本的 ISBD(Integrated Services Digital Broadcasting)，而擁有 廣大市場的中國大陸在地面廣播方面不排除自行訂定標準；而台灣則是採用了歐 洲的DVB-T 的傳輸標準[1]，做為數位電視地面廣播的參考基礎。

2.1 規格參數簡介

此節將對歐規的數位電視地面廣播系統做簡單的介紹，並列出一些相關的規 格和傳輸參數。

2.1.1 DVB-T 系統介紹與規格參數

歐規的DVB-T 具有許多的特色和功能，例如 1. 可以適用於行動接，車輛在正常行駛中，也能順利的接收到清楚的電視 訊號。

2. 可以建立單頻網(Signal Frequency Network；SFN)，使得台灣全區能同頻 撥出，在行動接收的時候，就可以免於變換頻道，使用上更為方便 3. 室內接收能力較佳，以前電波訊號碰到牆壁反射而造成許多的干擾波， 對原始訊號產生干擾，以致訊號無法播放。在歐規系統，干擾波可以當主要 訊號，甚至有加分的效果，所以只要在室內加裝室內天線即可接收到訊號而 播放。 4. 抗多重路徑干擾的能力強。 在歐規DVB-T 的系統頻寬上。有 6 MHz、7 MHz 和 8 MHz 三種不同傳輸頻 寬可以選擇，其分別對應的取樣時間為 Ts =

7

48

、

7

56

和

7

64

μ

s

。這三種不同頻

寬 的 系 統 基 本 上 在 訊 框 架 構(Frame Structure) 、 子 載 波 數 目 (Sub-Carrier Numbers)、通道編碼(Channel Coding)的設計上是相同的，差別就在其對應的取 樣時間 Ts 不同。而台灣數位電視地面廣播所使用的頻寬為 6MHz，所使用的傳 輸模式和相關規格的參數，如下表2.1 所示。 表2.1: DVB-T 6 MHz 通道中系統規格參數 6 MHz Channel(

T =

_s

7

μs

48

)

Transmission Mode 2k-Mode 8k-Mode

Number of sub-carrier 1705 6817 Useful sub-carrier 1512 6048 FFT Duration(T ) _FFT 298.667

μs

(2048

×Ts

) 1194.667

μs

(8192

×Ts

) Sub-carrier Spacing 3.348 kHz (1/

T

FFT) 0.837 kHz (1/

T

FFT) Bandwidth 5.71 MHz Constellations QPSK、16-QAM、64-QAM、

Non-uniform 16-QAM、Non-uniform 64-QAM

Hierarchy information Non-hierarchical or Hierarchical:α =1、2、4 Guard interval ratio 1/4、1/8、1/16、1/32

Inner code rate 1/2、2/3、3/4、5/6、7/8 Useful bit rate 3.732~23.751 Mbps

2.1.2 訊框格式與參考訊號

在歐規DVB-T 的標準規格中，傳輸資料是以訊框(Frame)為單位，每一個訊

框是由68 個符元所組成的，順序為 0 到 67，然後每 4 個訊框組成一個超訊框(Super

Frame)，如圖 2.1 所示。每一個超訊框所包含的四個訊框，會由 TPS 的資訊給予 0、1、2、3 的順序編號，讓接收端可以依據編號為 0 的訊框作為處理通道解碼

的開頭。 Frame Symbol Super Frame Symbol 0 Symbol 1 Symbol 67 Symbol 66 Symbol 2 Frame 1

Frame 0 Frame 2 Frame 3

Guard Interval 圖2.1 : 超訊框和訊框關係示意圖 在 OFDM 訊框架構下，一個超訊框包含了整數個里德索羅門封包(204 Bytes)，使得接收端在解碼的時候，變得簡單許多。以 8K 模式，16-QAM，碼率 為

2

3

的條件為例，一個超訊框所包含的RS 封包個數算法如下:

(4 frame/super frame)

×

(68 OFDM symbol/frame)

×

(6048 carrier/OFDM symbol)

×

(4 bit/carrier)

×

(

2

3

)

÷

(8 bit/byte)

÷

(204 byte/packet)

= 2688 (RS packets)

其餘參數狀況條件下的RS 封包數，如表 2.2 所示。

一個超訊框所使用的時間是

(4 frame/super frame)

×

(68 OFDM symbol/frame)

×

(

7 μs

48

sampling time)

×

( 10240

interval/OFDM symbol) = 0.41 sec

去除掉通道編碼所使用的冗員資料量，我們可以求得每秒真正傳送的資料位元率 為

(1 sec)

÷

(0.41 sec/super frame)

×

(2688RS packets)

×

(188 byte/packet)

×

(8

bit/byte)=9.953 Mbps

於表2-3。

位元率算出來後，將所接收到3 秒鐘的訊號，進行解調變和通道解碼，可以得到

大約4 Mbytes 的資料量。

(9.953 Mbps)

×

(3 sec)

÷

(8 bit/byte)

≅

4 Mbytes

表2.2 : 一個超訊框內所包含 RS 封包個數

Modulation Mode Code rate

QPSK 16-QAM 64-QAM 1/2 352 504 756 2/3 336 672 1008 3/4 378 756 1134 5/6 420 840 1260 2K 7/8 441 882 1323 1/2 1008 2016 3024 2/3 1344 2688 4032 3/4 1512 3024 4536 5/6 1680 3360 5040 8K 7/8 1764 3528 5292

表2.3 : 在 6MHz 頻寬中，非階層模式可傳輸的位元率(Mbit/s)[1] Guard interval Modulation Code rate 1/4 1/8 1/16 1/32 1/2 3.732 4.147 4.391 4.524 2/3 4.976 5.529 5.855 6.032 3/4 5.599 6.221 6.587 6.786 5/6 6.221 6.912 7.318 7.540 QPSK 7/8 6.532 7.257 7.684 7.917 1/2 7.465 8.294 8.782 9.048 2/3 9.953 11.059 11.709 12.064 3/4 11.197 12.441 13.173 13.572 5/6 12.441 13.824 14.637 15.080 16-QAM 7/8 13.063 14.515 15.369 15.834 1/2 11.197 12.441 13.173 13.572 2/3 14.929 16.588 17.564 18.096 3/4 16.796 18.662 19.760 20.358 5/6 18.662 20.735 21.955 22.620 64-QAM 7/8 19.595 21.772 23.053 23.751 由於 DVB-T 系統是用廣播(Broadcasting)的方式發送訊號，故在傳送資料 時，並沒有像802.11n 和 802.16e 系統ㄧ樣，會先傳送一段已知的訊號，例如前 置碼(Preamble)、訓練符元(Training Symbol)，而是在子載波中放入已知的訊號， 讓接收端可以隨時接收訊號，利用這些已知的訊號去處理同步的問題和通道估 測，省掉了等待同步訊號的時間。而這些放置在子載波之中的已知訊號，稱之為 嚮導訊號(Pilot Signal)。

嚮導訊號又可以分為兩種，連續性嚮導訊號(Continual Pilots)和散佈性嚮導 訊號(Scattered Pilots)。連續性嚮導訊號對每個符元而言，在子載波的位置都是相 同且固定不變的，如圖 2.2。散佈性嚮導訊號以每四個符元為週期，出現的位置 是相同的，同一個符元每12 個子載波會有一個散佈性嚮導訊號，下一個符元的 散佈性嚮導訊號會向右移3 個位置，如圖 2.3 所示。 圖2.2 : 8K 模式，連續性嚮導訊號位置示意圖 圖2.3 :散佈性嚮導訊號位置示意圖 連續性嚮導訊號和散佈性嚮導訊號主要的調變是根據 PRBS 序列來產生 的，對嚮導訊號而言，PRBS 序列的產生多項式為

_x

11

+ +

_x

2

_x

1_{,初始值剛開始設} 為(1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1)，如圖 2.4。

圖2.4 : PRBS 序列產生器 嚮導訊號的調變方式如下: , , , ,

4

1

Re{

}

2(

)

3

2

Im{

} 0

m l k k m l k

c

w

c

= ×

−

=

Power:

16

9

[

]

E c c

×

∗

=

k : 頻率子載波的位置 l : 時間符元的編號(0~67) m : 訊框的編號 對散佈性嚮導訊號而言

min

3 (1mod 4) 12 | is integer,

0, k [

min

;

max

]}

k

=

K

+ ×

+

p p

p

≥

∈

K

K

表2.4 : 連續性嚮導訊號的子載波索引值[1]

在DVB-T 系統中，還有一種嚮導訊號，主要是用來傳輸訊號參數的資訊，

以 告 知 接 收 端 目 前 或 將 來 發 送 的 訊 號 ， 是 採 取 何 種 的 參 數 設 定 ， 稱 為 TPS(Transmission Parameter Signaling)。為了應付各種不同特性的無線通道環 境，系統所採用的傳輸參數也會有所改變，例如，2K 模式的載波間隔較大，比 較適合用在行動接收下；8K 模式下，一個 OFDM 的符元傳輸的時間比較長，保 護區間也比較大，發射台可以涵蓋的範圍比較廣泛，使得建置成本相較起來比較 便宜。所以，在不同環境下，利用 TPS 挾帶的資訊，接收端得知傳送端是用什 麼參數來傳輸，而能夠隨時改變解調變方式和通道解碼的參數。 TPS 包含了傳送端所使用的傳送參數，故接收端在做完解調變後，首先要把 TPS 訊號分析出來，得知哪一段是訊框的開頭，才能做接下來通道解碼的動作。 TPS 總共有 68 位元，存在於一個訊框內連續 68 個符元中，主要的調變方式採用 DBPSK(Differential Binary Phase Shift Keying)，這 68 個連續的符元分別負責傳送 1 位元的 TPS，一個符元中有 68 個子載波都用來傳送這 1 位元的訊息，其子載

表2.5 : TPS 的子載波索引值[1] 在實際的情況中，TPS 採用多數決投票(Majority Vote)的方式決定，因為如 果DBPSK 調變要用到 BCH 碼來更正的話，那採用 16-QAM 和 64-QAM 調變的 資料，錯誤率也一定會高到無法解碼的程度了。 TPS 主要是用 DBPSK 的方式調變，其能量正規化為

E c c

[

×

∗

]

=

1

。 編號0 符元內，TPS 載波的調變方式是依據前面所提到的 PRBS 序列來決定，參 考圖2.4。 m,l,k k m,l,k

1

-w

2

Re{c } = 2 (

)

Im{c } = 0

其餘符元內的TPS 載波則是用 DBPSK 調變來決定( l > 0 ) 1 m,l,k m,l-1,k m,l,k 1 m,l,k m,l-1,k m,l,k

=0, then Re{c

} = Re{c

}; Im{c

} = 0;

=1, then Re{c

} = -Re{c

}; Im{c

} = 0;

if s

if s

TPS 包含以下的資訊: (

s ~ s

_{0 67}) - 初始位元 ( 1 bit ) - 同步位元 (16 bits ) - 資訊位元 (37 bits )

(包含了 Frame Number、Constellation、Hierarchy、Code Rate、Guard Interval、 Transmission Mode)

- 錯誤更正所需的冗員 (14 bits)

表2.6 :傳輸參數訊號資訊和格式

Bit number Format Purpose/Content Apply to

0

s

From PRBS Initialization 1

s

~

s

₁₆ Odd:0011010111101110 Even:1100101000010001 Synchronization word 17

s

~

s

₂₂ 010111 (use23 TPS bits) 011111 (use 31 TPS bits) Length indicator 23

s

,

s

₂₄ 0~3 Frame number Current super frame 25

s

,

s

₂₆ QPSK、16-QAM、64-QAM Constellation 27

s

,

s

₂₈,

s

₂₉

α

value Hierarchy information 30

s

,

s

₃₁,

s

₃₂ 1/2、2/3、3/4、5/6、7/8 Code rate, HP stream

33

s

,

s

₃₄,

s

₃₅ 1/2、2/3、3/4、5/6、7/8 Code rate, LP stream

36

s

,

s

₃₇ 1/32、1/16、1/8、1/4 Guard interval 38

s

,

s

₃₉ 2k、8k Transmission mode Next super frame 40

s

~

s

₄₇ all set to 0 Cell identifier

48

s

~

s

₅₃ all set to 0 Reserved for future

use 54

s

~

s

₆₇ BCH code Error protection

Current super frame

2.2 OFDM 介紹

在無線通訊的通道環境中，訊號會遭受到許多破壞，例如多重路徑干擾、衰 減(Fading)等，而產生失真。為了克服這些問題，在 DVB-T 系統中，採用了 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)亦即為正交分頻多工。此種調 變方式可以利用保護區間(Guard Interval)和通道估測來克服多重路徑的問題，因 為反射而造成訊號衰減的問題，我們可以在資料送進 OFDM 調變前，先做通道 編碼(Channel Coding)，將資料打散並且加入編碼所需要的冗員(Redundancy)，使 得訊號因為衰減而造成的錯誤，能夠藉由錯誤更正碼更正回來。而這種在OFDM 調變前，先將資料做通道編碼的技術，稱為編碼式正交分頻多工(COFDM)。這 一節我們會介紹 OFDM 的原理與架構，並說明加入保護區間和循環字首的緣由 和方式。

2.2.1 OFDM 原理與架構[3]

正交分頻多工(OFDM)主要的概念就是將一串高速的資料利用多個不同且互 相正交的低速子載波來平行傳送，以達到頻寬的有效利用以及資料的高速傳輸且 能 夠 抵 抗 多 重 路 徑 干 擾 的 影 響 。 傳 統 上 ， 單 載 波 傳 輸 系 統(Signal Carrier Modulation ; SCM)是將連續的資料調變到一個載波上面做一連串的傳輸。當傳輸 的資料速率愈大，所需要的通道頻寬也愈大，相對的符元長度(Symbol Duration) 也就會愈短。當高速的單載波訊號經過多重路徑通道的時候，因為符元的長短較 短，通道最大的時間延遲(Delay Spread)佔整個符元的長度比例會大幅增加，因而 會產生嚴重的ISI 效應。 因為以上的問題，使得單載波傳輸系統已經不敷使用，故有人提出了多載波 調變系統(Multi-carrier Modulation；MCM)，其架構如圖 2.5 所示。

⊗

X(t)

∑

⊗

0

(t)

X

N-1

(t)

X

0 j2πf t

e

N-1 j2πf t

e

x(t)

圖2.5 : 多載波調變系統架構圖 原本高速的資料速率1/T 經過 S/P 後，資料分別載在 N 個不同的子載波上， 使得資料速率變為1/NT，這樣符元傳輸的長度(T)變為原來 N 倍。若 N 愈大，符 元長度會愈長，就愈能忍受更大的通道延遲，更能抵抗ISI 效應的影響。在 DVB-T 系統中，8K 模式的符元長度就比 2K 模式來得長，故比較能夠抵抗 ISI 效應的影 響。 在MCM 傳輸系統中，所選擇的子載波頻率是彼此分開且不互相重疊，為了 讓相鄰的頻段彼此不互相干擾，所以在每兩個頻帶之間都要空出一些頻率，稱之 為Guard Band，如圖 2.6 所示。 圖2.6 : 多重載波分配示意圖 然而利用此種調變方式卻很浪費頻寬的使用率，為了使頻寬能夠可以更有效 的被利用，可以將每個子載波所使用的頻帶互相重疊，並且滿足正交的特性，也 就是說每個子載波的峰值點會是其他子載波的零點，這樣接收端只要在每個子載

波的峰值點取樣，就不會受他其他子載波的干擾了。這種頻率分配的方式，對於 頻寬的使用率有很高的效益，可以省下將近一倍的頻寬，如圖 2.7。而利用子載 波彼此互相重疊且有正交特性的分頻多工系統，就統稱為正交分頻多工系統 (OFDM)。 圖2.7 : 正交分頻多工載波頻率分配圖 由圖 2.6 可以看出，OFDM 系統若要產生 N 個滿足互相正交的子載波就必 須要有 N 個頻率震盪器，可是這在硬體實作方面實在是太困難了。故之後有學 者專家提出了，透過數位訊號的處理方式，可以利用逆離散傅立葉轉換(Inverse Discrete Fourier Transform ; IDFT)來實現，IDFT 在硬體實作上也容易許多。OFDM 傳輸的基頻訊號可用數學式子表示為: 1 ₂ 0

, 0 n <N

1

x[n]=

X[k]

N

k N _{j n} N k

e

π − =

⋅

≤

∑

(2.1) 其中N 為子載波的數目，X[k]為載在第 k 個子載波上面的資料，x[n]為在時間點 n 時，N 個子載波總和的訊號。故用 IDFT 取代頻率震盪器的做法還有一個好處 就是，在接收端我們只要做 DFT 就能夠還原回原來的資料。若以複雜度來分析 的話，IDFT 需要 2 N 個複數乘法器，若 N 選擇為 2 的冪次方的話(

N

=

2

m)，就 可以選擇更有效率且複雜度更低的快速傅立葉轉換(Fast Fourier Transform ; FFT)

來實現，因為FFT 只需要

log

₂

2

N

N

⋅

個複數乘法器，使得複雜度降低許多。 在DVB-T 系統中，資料傳輸的方式是採用以 COFDM 為基礎的通訊系統， 如圖 2.8。將要傳輸的資料先經過錯誤更正編碼器，再將資料藉由交錯器打散， 把打散後的資料送入符元映射器產生複數訊號，最後再把複數訊號經由串列並列

轉換(S/P)分別載到各個子載波上，經過 IFFT 的轉換傳送出去。 ∑ 　 　 圖2.8 : 編碼式正交分頻多工系統方塊圖 資料在經過打散後，將每4

×

6048(8K 模式、16-QAM)個位元做 Mapping 的 處理，轉換成6048 個複數訊號，經由 S/P 轉換，加入嚮導訊號和 TPS 訊號，組 成6817 個複數訊號。以圖 2.9 為例，將這些 6817 個複數訊號，分配在低頻的部 份，高頻的部分不放入複數訊號而是以零代替，最後將分配好位置的訊號做IFFT 的轉換。 • •

　

　

圖2.9 : IFFT 輸入載波分配圖

2.2.2 防護區間與循環字首(Cyclic Prefix ; CP)

OFDM 最大的優點之ㄧ就是能夠克服多重路徑所造成的干擾，由於 OFDM 把N 組資料載在不同的子載波上傳送，所以每組資料符元傳送時間(Symbol Time) 變為原來的 N 倍，使得多重路徑的的延遲會小於符元傳送的時間。雖然每個子 載波的符碼速率(Symbol Rate)都變的很低，但是在多重路徑的通道傳送時，仍然 還是會有一些資料受到ISI(Inter-Symbol Interference)的影響。 為了解決這個問題，可以在符元傳送之前，再每個符元前端放入一段空白的 區段，稱為防護區間(Guard Interval)。讓接收端在收到訊號的時候，符元不會受 到上一個符元因為多重路徑所造成的時間延遲而干擾，如圖2.10。故一個符元傳 送的時間為

T=T +T

_{u g}，

T

_u為真正有用的資料符元傳輸時間，

T

_g為所加入的防護 區間的時間，此外

T

_g必須要大於多重路徑所造成的最大延遲時間。

Symbol n

Symbol n +1

Delay Symbol n

Delay Symbol n+1

Delay

Guard Interval

圖2.10: 加入防護區間的 OFDM Symbol 然而加入了保護區間，雖然可以有效的避免ISI 的影響，但又衍生出另外一 個問題。在FFT 區間內，受到通道延遲的 Sub-carrier 2 無法維持整數倍的週期， 因而在解調Sub-carrier 1 就會受到來自 Sub-carrier 2 干擾，而子載波之間的正交 性被破壞，就會產生所謂的ICI(Inter-Carrier Interference)效應，如圖 2.11 所示。

圖2.11 : 防護區間所造成的 ICI 效應

為了解決ICI 效應的困擾，因而有了加入循環字首(Cyclic Prefix ; CP)的想

法，主要是複製符元末段的一小段區間，將其放置在防護區間的位置，使得子載

波之間在受到延遲後還能夠維持正交的特性，如圖2.12。

第三章 DVB-T 傳送端通道編碼

參照標準規格書ETSI EN300 744[1]的內容，數位電視地面廣播(DVB-T)的系 統如圖3.1 所示。MPEG-2 TS 要發送之前，會先經過上半部份的通道編碼(Channel Coding)，讓訊號經過通道衰減後，希望能夠藉由錯誤更正碼更正回來，做完編 碼後，將會進入下半部份的OFDM 調變，然後在由 D/A 將數位訊號轉換成類比 訊號，由RF 天線發送出去。 MUX adaptation Energy Dispersal Outer Coder (RS) Outer Interleaver Inner Coder (Conv.) Inner Interleaver MUX adaptation Energy Dispersal Outer Coder (RS) Outer Interleaver Inner Coder (Conv.) Splitter HP LP MPEG-2 TS Mapper Frame Adaption OFDM Guard Interval Insertion D/A Front End Pilots & TPS signals To Aerial Channel Coding OFDM Modulation 圖3.1 : DVB-T 傳送系統方塊圖[1] 數位電視的聲音和影像的資料會先藉由訊源編碼(Source Coding)的方式，來

降低傳送的資料量，用一些相關的標準規格MEPG-2 Video[4]、MPEG-1 Audio[5]

將聲音和影像進行壓縮，然後依據 MPEG-2 系統定義的方法，將影像聲音的資

料封裝成MPEG-2 TS 的格式，也就是圖 3.1 的輸入訊號。在做通道編碼前，系

統提供一項服務，就是可以選擇要不要啟動階層模式(Hierarchical Mode，α =1、 2、4)。若啟動階層模式的話，MPEG-2 TS 會藉由分歧器(Splitter)分成兩種傳輸

訊號。然而目前在台灣各家的電視台，基地台所發射的數位電視訊號皆沒有啟動 階層模式，故接收端只會接收到 HP 的 TS，用戶只能收看到一般畫質的數位電 視節目。我們將會在接下來的幾小節，詳細的介紹通道編碼的流程。 - 亂碼器(Scrambler) - 外部編碼(Reed-Solomon Code) - 外部交錯(Convolutional Interleaving) - 內部編碼(Punctured Convolutional Code) - 內部交錯(Bit-wise and Symbol Interleaving) - 映射與星雲圖(Mapping and Constellation)

在做完以上的編碼及映射後，我們將利用 OFDM 的調變方式，傳送訊號。

3.1 MPEG-2 TS

MPEG-2 TS 主要是應用在可能會發生錯誤的環境下而設計的，例如廣播系 統(Broadcasting System)。圖 3.2 說明了產生 TS 的流程，聲音和影像的訊號經過 圖3.2 : 產生 Transport Stream 的流程圖 訊源編碼後，會被壓縮成ES(Elementary Stream)，然後將一連串的ES分割成不同

頭(Header)，作為解碼的時候，提供時間同步的作用，而最後將一個或是多個PES 經 過 多 工 器(Multiplexer) 合 併 起 來 成 為 一 個 訊 號 串 流 ， 就 是 TS(Transport Stream)。TS跟PES和ES不同的地方是它分割的長度大小都是固定的，每一個TS 封包的大小為188 Bytes，PES和TS的關係如圖3.3。 PES Header Payload TS Header PES : TS : Sync. Byte 188 Bytes Transport Error Indicator Payload Unit Start Indicator Transport Priority PID Transport Scrambling Control Adaptation Field Control Continuity Counter Adaptation Field TS Header Format : Bit Number 8 1 1 1 13 2 2 4 Adaptation Field (used for stuffing here)

圖3.3 : PES 和 TS 階層關係圖及 TS 標頭格式

每個TS封包前端都會放置標頭(Header)，佔了封包4Bytes的長度大小。標頭 的第一個位元組是同步位元組(Sync. Byte)，其值固定為0x47，用意是使接收端在 收到訊號的時候，能夠快速的找到資料的起始位置，接下來的1位元是Transport Error Indicator，當設定為“1”時，代表這個封包至少有1個以上無法更正的錯誤存 在，也就是里德索羅門碼有更正不回來的錯誤時，將此值設為1。Payload Unit Start Indicator若為1時，代表這個TS封包存在著一個PES的初始位元組。PID主要是用 來說明儲存在封包的資料是屬於哪種的型態，佔了13個位元，因為不同ES的封 包，就會有不同的PID，所以知道資料的PID後，解多工器(Demultiplexer)就可以 將一連串TS封包中，PID相同的ES分離出來，將擁有相同PID的視訊、音訊的ES 重新組合在一起，再經過訊源解碼將原始的影音資料還原回來，利用PID的功 能，就可以將指定的節目，播放出來。 在MPEG-2 TS中還有一些其他的訊號格式表[6]

- 條件存取表(Conditional Access Table ; CAT) - 節目管理表(Program Map Table ; PMT) - 節目配置表(Program Association Table ; PAT) - 網路訊息表(Network Information Table ; NIT) - 服務訊息表(Service Information Table ; SIT)

利用這些相關的訊息，可以得知頻道的多寡，號碼及名稱，將這些訊息提供給使 用者。

3.2 亂碼器(Scrambler)

由多工器(MUX)合併PES而產生出來的MPEG-2 TS，每個封包的大小都必須 是固定長度188 Bytes，其中包含了同步位元的 1 Byte和資料部份的187 Bytes， 如圖3.5。再來要依圖3.4的亂碼器產生的隨機亂數，將資料位元打亂，因為大多 數的通訊系統，都假設輸入的訊號為亂數型態，各個符號的機率和能量大小都差 不多，所以用一個亂碼器(Scrambler)將訊號打亂成亂數的型態，這個亂碼器主要 是由PRBS構成，包含了15位元的移位暫存器和一個XOR的邏輯閘，產生多項式 為 14 15

( ) 1

s

g x

= +

x

+

x

(3.1) 4 5 6 7 8 9 3 2 10 11 1 1 _{0 0 1 0 1 0 1 0 0 0} Initialization sequence 12 13 14 15 0 0 0 0 Randomized/de-randomized data output Clear/randomized data input Enable 0 0 0 0 0 0 1 1 ...

Data input (MSB first): PRBS sequence:

1 0 1 1 1 0 0 0 x x x x x x x x . . . 0 0 0 0 0 0 1 1 . . .

移位暫存器的初始值為100101010000000，亂碼器每產生 1503 個亂數位元 就會初始一次，而TS 封包則是每 8 個封包為週期，與產生出來的亂數值做 XOR 運算，不過，每個封包的同步位元組(0x47)是不用做亂數處理的。為了使接收端 在解碼的時候，能夠更方便快速的找到每8 個週期的開頭，在傳送端會將每一個 週期第一個TS 封包的同步位元組，做 2 的補數，變為 0xB8，如圖 3.6，使得接 收端從RS 解碼器接收到資料後，只需要找到 0xB8 的同步位元組，就能進行解 亂碼的動作。等TS 封包都解亂數回來後，再將 0xB8 還原為 0x47，就可送入解 多工器(DEMUX)分離出不同的節目頻道的訊號。 圖3.5: MPEG-2 TS 封包示意圖

　

圖3.6: 亂數化後的 TS 封包

3.3 外部編碼(Reed-Solomon Coding)

在 DVB-T 的系統中，外部編碼的方式是採用定義於 Galois Field GF(256) 的里德索羅門碼RS(204,188,t=8)。GF(256)是將資料以 8 位元(_{2 )當作一個多項}8 式的係數來計算。RS(204,188,t=8)是一組縮短碼，是由 RS(255,239,t=8)產生出來 的，把每個亂數化後的TS 封包(188 Bytes)產生出一組錯誤檢查碼(16 Bytes)，將 這組錯誤檢查碼放置於每個亂數化後的TS 封包之後，故每一個 RS 封包長度大

小為204 Bytes，包含了 188 Bytes 的資料位元組和 16 Bytes 的錯誤檢查碼，如圖

3.7 所示。t=8 所代表的意思是指每段 204 位元組中，可以偵測到 16 個位元組的

元組拿來一起做計算，不管是0x47 還是 0xB8。

圖3.7 : Reed-Solomon RS(204,188,8)的錯誤檢查封包

RS(255,238,8)產生的多項式為

Code generation polynomial: _{( ) (} 0₎₍ 1₎₍ 2_{) (} 15₎

g x = x+λ x+λ x+λ L x+λ (3.2)

, whereλ =0x02

Field generation polynomial: _{( )} 8 4 3 2 ₁

p x =x +x +x +x + (3.3) 要做RS(255,239,8)編碼之前，要先在 188 位元組的資料後面加入 51 個位元組， 這51 個位元組都設定為 0。再將每一個位元組當做是一個係數，產生出 16 個位 元組的錯誤檢查碼。在做完里德索羅門編碼的處理後，再將剛剛加入的0 位元組 部份捨去，讓每個里德索羅門碼封包的長度為204 Bytes。

3.4 外部交錯(Convolutional interleaving)

在做完里德索羅門碼的編碼後，要先將資料以每個位元組為單位輸入至外部 交錯器，這裡使用的是迴旋交錯的方法。資料經過交錯器以後，排序會重新

　

圖3.8: 外部交錯器和外部解交錯器方塊圖

排過，以避免在經過比較嚴重的通道效應衰減後，造成資料中的錯誤超過8 個位 元組，使得里德索羅門碼無法解碼更正回來。圖3.8 為外部交錯器和外部解交錯 器的示意圖，外部交錯器的交錯深度為I=12，編號從 0 到 11，每一條路徑上的 先進先出移位暫存器(FIFO registers)的數目比前一條路徑多一個，而每一個移位 暫存器的記憶深度為 M=17 位元的資料量，也就是編號 i 的路徑深度為M×i， 編號11 的路徑，會將資料延遲 187 位元組。經過 RS(204,188,8)編碼的封包在做 完外部交錯器的處理後，還是會保持著每一個封包的第一個位元組為同步位元組 0xB8 或是 0x47，這是因為每一個封包的長度大小為 204Bytes，剛好是 12 條路 徑的整數倍，每個封包的同步位元組必定會通過編號0 的路徑，所以在通過外部 交錯器的資料封包，每個封包的同步位元組還是維持不變，而且同步位元組0xB8 一樣也是每八個封包為週期出現一次。

3.5 內部編碼(Convolutional coding)

DVB-T 系統的內部編碼採用了(2,1,6)的迴旋碼(Convolutional Coding)，就是 n = 2、k = 1，碼率(Code Rate)為 1/2，6 則是限制長度(Constraint Length)的大小，

代表輸出的位元被連續7 個位元所影響，而限制長度越大錯誤更正碼的更正能力

越強。迴旋碼不像是區塊碼(Block Code)，不需要把輸入的訊號分成好幾塊區塊

分別來做編碼的處理，而可以做連續性的編碼。迴旋碼的輸出為 X 和 Y，X 輸

⊕

⊕

圖3.9 : 迴旋碼(171,133)示意圖 由迴旋碼產生出來的輸出位元 X 和 Y，排列的方式有 5 種不同的選擇，如 表 3.10 所示。為了使傳輸更有效率，可以依照不同通訊品質的環境，例如多重 路徑的干擾、時間和頻率造成訊號的衰減，來選擇打孔(Puncturing)的碼率。 表3.1 : 打孔的選擇樣式與 P/S 轉換的傳輸序列

Code Rates Puncturing Pattern Transmitted Sequence 1 2 X:1 Y:1 X Y 1 1 2 3 X:1 0 Y:1 1 X Y Y 1 1 2 3 4 X:1 0 1 Y:1 1 0 X Y Y X 1 1 2 3 5 6 X:1 0 1 0 1 Y:1 1 0 1 0 X Y Y X Y X 1 1 2 3 4 5 7 8 X:1 0 0 0 1 0 1 Y:1 1 1 1 0 1 0 X Y Y Y Y X Y X 1 1 2 3 4 5 6 7 在 DVB-T 系統中，利用迴旋碼編碼，最後並不會加入 6 個 0，讓暫存器的 狀態回到0，雖然這樣會讓接收端在不知道暫存器初始的狀態進行解碼，不過還 是可以利用漢明距離來決定，只是一開始的位元可能會有錯誤而已。這些錯誤並 不會影響之後的解碼流程，因為外部交錯器一開始輸出的資料都是無意義的。 1967 年由 Andrew J. Viterbi 提出了解迴旋碼的演算法[7][8]，成為現在最熱 門的方法。主要是利用樹狀圖(trellis)的方法，選擇漢明距離最小的那一條路徑。

我們是用 hard-decision 的決策方式來做解碼的過程，解碼時，先將在編碼的時

候，被打孔的部份補0，送進 Viterbi 解碼器進行解碼。

3.6 內部交錯(Inner interleaving)

如圖3.10，在內部編碼後，我們使用了內部交錯器，主要是在頻率軸上做資

料的交錯，避免連續的錯誤訊號進入 Viterbi 解碼器。內部交錯器可以分為兩個

部份，位元交錯器(Bit-wise Interleaver)和符元交錯器(Symbol Interleaver)，其中這 裡的符元是載在子載波上的訊號，我們將會在接下來的兩小節介紹。 圖3.10: 內部編碼和交錯器流程圖

3.6.1 位元交錯器(Bit-wise interleaving)

位元交錯器可以分為階層(Hierarchical)和非階層(Non-hierarchical)兩種模式 ，階層模式以 16-QAM 及 64-QAM 不同的調變方式分為兩種，使用兩個解多工 器，分別處理 High-Priority 及 Low-Priority 兩種位元流。而非階層模式則是有 QPSK、16-QAM 和 64-QAM 三種不同的方式，因為台灣目前沒有使用階層模式， 本論文只說明非階層模式。位元交錯器是以位元為單位，在非階層模式中，只有 一個輸入位元流，在利用解多工器來分離各個位元到每個位元交錯器Ix，當調變

方式是QPSK 的時候，解多工器會分離出 2 個位元流；16-QAM 時，分離出 4 個 位元流；16-QAM 則是 6 個位元流。 以圖 3.11 為例，採用非階層模式，調變方式為 16-QAM，解多工器分離出 來的位元流有4 條，解多工器分離位元流的方法如下: 0 0,0 1 2,0 2 1,0 3 3,0

x map to b

x map to b

x map to b

x map to b

DEMUX Bit Interleaver I1 Bit Interleaver I2 Symbol Interleaver Mapping 0, , ,1 2 x x x 　 0,0, 0,1, b b 　 1,0, 1,1, b b 　 0 1 Y ,Y , 0,0, 2,0 y y 1,0, 3,0 y y Re{z} Im{z} Bit Interleaver I0 Bit Interleaver I3 2,0, 2,1, b b 　 3,0, 3,1, b b 　 2,0, 2,1, a a 1,0, 1,1, a a 0,0, 0,1, a a 3,0, 3,1, a a 圖3.11: 非階層模式，16-QAM 位元交錯器 如圖3.6-2 裡的位元交錯器 Ix 總共有六種(I0、I1、I2、I3、I4、I5)，每一個 的置換函數(Permutation Function)都不同，定義如下: 0 1 2 3 4 5

I0: H (w) = w

I1: H (w) = (w+63) mod 126

I2: H (w) = (w+105) mod 126

I3: H (w) = (w+42) mod 126

I4: H (w) = (w+21) mod 126

I5: H (w) = (w+84) mod 126

QPSK 是使用 I0~I1 的位元交錯器，16-QAM 使用 I0~I3 的位元交錯器，64-QAM

2K 傳輸的模式，每個 OFDM 符元總共有 1512 個有用的子載波，必需重複 12 次

位元交錯器來處理，8K 傳輸模式下，每個 OFDM 符元有 6048 個有用的子載波，

則是需要48 次的處理。

對每個位元交錯器，每次輸入的126 位元，可以向量的形式定義如下: (e = 0~5)

e,0 e,1 e,2 e,125

B(e) = (b ,b ,b , ,b

L

)

(3.4)

位元交錯器輸出的126 位元向量形式定義如下:

e,0 e,1 e,2 e,125

A(e) = (a ,a ,a , ,a

L

)

(3.5)

而輸出向量內的每個元素a ,a ,a , ,a_{e,0 e,1 e,2} L _e,125，是輸入向量 B 經過置換函數而產

生的，置換公式如下: e,w e,He(w)

a =b

, w = 0,1,2, ,125

L

(3.6) 以16-QAM 為例，總共有 I0~I3 的位元交錯器，每個交錯器產生的輸出向量，同 時進入符元交錯器，每個符元y' 的定義如下: _w w 0, 1, 2, 3,

y'

=

(

a

_w

,

a

_w

,

a

_w

,

a

_w

)

(3.7)

3.6.2 符元交錯器(Symbol interleaving)

符元交錯器處理的範圍是在一個OFDM 符元內，將已經用位元處理器處理 的資料，組合成符元的形式，輸入至符元交錯器，其輸入可以用向量的形式表示。 2K 模式下，從位元交錯器輸出 12 組 126 位元的資料，組合成N_max=1512 個符元， 輸入向量如下: 0 1 2 1511

Y'=(y' ,y' ,y' , ,y'

L

)

(3.8)

8K 模式下，從位元交錯器輸出 48 組 126 位元的資料，組合成N_max=6048 個符元，

輸入向量如下:

0 1 2 6047

輸入訊號Y' 進入符元交錯器，經過置換函數 H(q)重新排列後，輸出向量可定義 如下: max 0 1 2 N 1

Y=(y ,y ,y , ,y

L

₋

)

_(3.10) 一個訊框內總共有 68 個 OFDM 符元，編號由 0 到 67，編號為奇數符元與偶數 符元的排列方式有所不同規則。輸出訊號Y 由輸入訊號 Y' 依照 OFDM 符元在訊 框的奇偶數不同的置換方式定義如下: 編號為偶數OFDM 符元: H(q) q max

y

= y' , q=0, ,N

L

-1

_(3.11) 編號為奇數OFDM 符元: q H(q) max

y = y'

, q=0, ,N

L

-1

_(3.12) H(q)是一個置換函數，產生的模型如圖 3.12。R' 是一個(N -1)位元的二位元_r

的移位暫存器，N = log M_{r 2 max}，2K 模式，M_max= 2048；8K 模式M_max= 8192。

移位暫存器R' 產生的方式如下: i r r i r r max i r r i-1 r r

i = 0,1: R' [N -2,N -3,...,1,0] = 0,0,...0,0

i = 2: R' [N -2,N -3,...,1,0] = 0,0,...0,1

2 < i < M : {

R' [N -3,N -4,...,1,0] = R' [N -2,N -3,

i i-1 i-1

i i-1 i-1 i-1 i-1

...,2,1]

2K mode: R' [9] = R' [0] R' [3]

8K mode: R' [11] = R' [0] R' [1] R' [4] R' [6]

}

⊕

⊕

⊕

⊕

移位暫存器R' 內的值，經過 Wires Permutation 重新排列後，儲存於 R。Wires

Permutation 的排列方式如表 3.6 所示。 表3.2 : 2K 模式，符元交錯器之位元排序 i R' bit positions 9 8 7 6 5 4 3 2 1 0 i R bit positions 0 7 5 1 8 2 6 9 3 4

表3.3 : 8K 模式，符元交錯器之位元排序 i R' bit positions 11 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1 0 i R bit positions 5 11 3 0 10 8 6 9 2 4 1 7 得到R 後，就可以把 H(q)求出了，算法如下: r r max N -2 N -1 j i j=0 max

q=0;

for( i=0; i<M

; i = i+1 )

{ H(q) = (i mod2) 2

+

R (j) 2 ;

if( H(q)<N

), q = q+1; }

⋅

∑

⋅

H(q)的 12 位元由 R 提供，而最高位則是由 i 決定，若 i 是偶數的話，H(q)的 MSB=0；i 是奇數的話，MSB=1，如果計算出來的 H(q)大於 6816 的話，就略過 重算。 圖3.12 : 8K 傳輸模式，符元交錯器之置換函數產生器

3.7 映射與星狀圖(Signal constellations and mapping)

在做完符元交錯器後，將會使每個符元訊號轉換為複數訊號，然後載在 OFDM 的子載波上傳輸。DVB-T 系統內，使用的調變方式有 QPSK、16-QAM、 64-QAM、non-uniform 16-QAM、non-uniform 64-QAM，每一個調變方式都是採

用格雷碼(Gray Code)去編碼的。假設複數訊號為 z {a+jb}∈ ，各個調變方式映射

到星狀圖的複數訊號如下: QPSK

a {-1,1}, b {-1,1}∈ ∈

16-QAM (non-hierarchical and hierarchical with α = 1)，如圖 3.7-1

a {-3,-1,1,3}, b {-3,-1,1,3}∈ ∈

Non-uniform 16-QAM with α = 2，如圖 3.7-2

a {-4,-2,2,4}, b {-4,-2,2,4}∈ ∈

Non-uniform 16-QAM with α = 4，如圖 3.7-3

a {-6,-4,4,6}, b {-6,-4,4,6}∈ ∈

64-QAM (non-hierarchical and hierarchical with α = 1) a {-7,-5,-3,-1,1,3,5,7}, b {-7,-5,-3,-1,1,3,5,7}∈ ∈

Non-uniform 64-QAM with α = 2

a {-8,-6,-4,-2,2,4,6,8}, b {-8,-6,-4,-2,2,4,6,8}∈ ∈

Non-uniform 64-QAM with α = 4

圖3.13 : 16-QAM (non-hierarchical and hierarchical with α= 1) Re{z} Im{z} 2 4 -2 -4 -2 -4 2 4 0000 0001 0010 0011 0101 0111 0100 0110 1010 1000 1011 1001 1111 1101 1110 1100 Re{z} Im{z} 4 6 -4 -6 -4 -6 4 6 0000 0001 0010 0011 0101 0111 0100 0110 1010 1000 1011 1001 1111 1101 1110 1100 4 α=

圖3.14 : Non-uniform 16-QAM(α= 2) 圖 3.15 : Non-uniform 16-QAM(α= 4)

做完映射的步驟後，可以得到每一組的訊號都是複數訊號，再把這些複數訊

號載在OFDM 符元的子載波上，經過 IFFT 的轉換後，將訊號調變為 I/Q 訊號，

第四章 DVB-T 同步技術與通道估測

DVB-T 無線電視地面廣播系統採用 OFDM 當作無線傳輸的系統，在接收端 收到訊號後，做完傳輸模式偵測後，將訊號同步(Synchronization)，主要可以區

分 為 兩 部 份 ， 時 間 同 步 (Time Synchronization) 與 頻 率 同 步 (Frequency

Synchronization)。時間上的同步問題，可以分為兩個符元時間偏移(Symbol Time Offset)及取樣時間偏移(Sampling Time Offset)，由於我們的實驗器材在取樣頻率 方面已經提供了足夠的準確度，故本論文就不再探討取樣頻率的誤差帶來的影響 和干擾。頻率上的同步問題，可以將頻率的誤差分為整數(Coarse)及小數(Fraction) 部份，然後分開處理，詳細的估測和補償流程，將在接下來幾小節內介紹。圖 4.1 說明了時間和頻率同步的相關流程。 圖4.1 : 時間及頻率同步相關流程

4.1 符元時間同步

在DVB-T 系統中，採用了兩種的傳輸模式 2K 與 8K 模式，並且有1 4、 1 8、

1 16、 1 324 種循環字首(Cyclic Prefix；CP)的選擇。由 RF 前端接收下來的訊號， 經過類比到數位轉換器(ADC)處理後，因為基地台是用廣播(Broadcasting)的傳送 方式，故我們無法得知剛接收到的訊號是使用哪種的傳輸模式和循環字首，所以 必須先偵測系統是使用哪種模式，知道傳輸模式後，才能做時間與頻率的同步。

為了要抵抗 ISI 和 ICI 的干擾，在傳送 OFDM 符元時，會先加入循環字首

CP，在這裡我們利用這個特性，將 OFDM 符元末端與 CP 重複的部份，做自相 關函數的數學運算[9]，數學式子如下: 1 0

[

] [

]

[ ]

, 0

1

| [

] || [

] |

Ng k k n k

r n m r n m

N

z m

m

L

r n m

r n m

N

∗ − =

−

− −

=

≤ < −

−

− −

∑

(4.1) 其中z[m]為正規化(normalized)後的結果，k 為 2K 或是 8K 模式，N 分別為 2048k 及 8192，Ng 為 CP 的大小，L 是偵測時間的長度。利用自相關函數的特性，從 實際訊號求得的相關模擬圖如圖4.2 所示。 圖4.2 : 8K 模式，CP = 1 4，實際系統偵測傳輸模式比較圖 由圖4.2 可以看出，只要 CP 與 OFDM 符元末端的部份剛好重疊，此時我們所求

得的自相關函數的值將會是最大值，而用另一種模式所算出的自相關函數，在相 較之下，會像是雜訊般大小的值，可以很容易的比較出來，系統是採用哪種傳輸 模式與CP。 作完傳輸模式偵測後，就可以處理時間同步的問題。在時間上，主要是偵測 OFDM 符元的起始位置。若起始位置不準確，將會使得符元經過 FFT 轉換後， 產生相位偏移或是導致訊號的星狀圖呈現散亂的現象因而降低系統的效能。可以 用數學式子來說明: 假設在理想的情況下，OFDM 訊號經過 IFFT 轉換，可以表示如下: 2 1 0

1

[ ]

[ ]

, 0

k j n N N k

x n

X k e

n

N

N

π − =

=

∑

⋅

≤ <

(4.2) 其中X[k]為子載波的訊號，N 為 IFFT 的大小。假設通道也是理想的，OFDM 符 元經過FFT 轉換後，表示如下: 1 ₂ 0 [ ] [ ] ,0 n N _{j k} N k X k x n e π k N − ₋ = =

∑

⋅ ≤ < (4.3)

t

Δ

圖4.3 : FFT Window 起始位置示意圖

如圖4.3 所示，若 FFT Window 的取樣點在 ISI Free 內的話，符元在經過 FFT 轉

換後，將會產生相位偏移Δt，數學式子如下: 1 ₂ 0 ˆ [ ] [ ] ,0 n N _{j k} N k X k x n t e π k N − ₋ = =

∑

− Δ ⋅ ≤ < (4.4) 由式子(4.4)可以求得以下的關係

1 ₂ 0 1 _{2 2} 0 2

ˆ [ ]

[ ]

[ ]

[ ]

(4.5)

n t N _{j k} N k n t N _{j k j k} N N k k j t N

X k

x n e

x n e

e

X k e

π π π π −Δ − ₋ = Δ − ₋ = Δ

=

⋅

=

⋅

⋅

=

⋅

∑

∑

從式子(4.5)的關係可以看出 [ ]X k 與 ˆ [ ]X k 有一個相位的偏移，這個偏移會造成訊 號在星狀圖上有旋轉的效果，如圖4.4。不過這個影響並不會改變訊號的振幅大 小，只要求出這個訊號相位旋轉的偏移量，就可以將訊號修正回來。 圖4.4 : 符元時間偏移 64 點之 16-QAM 星狀圖

假如FFT Window 的起始位置在 ISI Free 之後的話，FFT Window 將會抓取

到後一個符元的部份資料，如圖4.5 所示，此時將訊號做 FFT 之後，會受到後一

個符元資料的干擾，形成ISI 效應，使得訊號的星狀圖將無法辨識，造成嚴重的

t

Δ

圖4.5 : FFT Window 起始位置在 ISI Free 之外

圖4.6 : 受到 ISI 影響之星狀圖 在討論完符元時間沒有同步會發生的影響後，我們將說明如何偵測符元時間 的起始點。剛剛使用的傳輸模式偵測方法(4.1)式，也能夠使我們偵測出符元時間 的起始點。一個 OFDM 符元包含 CP 的單位長度為N ，所使用的 CP 單位長度s 為N ，只需要在(4.1)式計算出來的結果，在 0_g ≤ <m N_s+N_g範圍內尋找自相關函 數的最大值即可求得，此方法[10][11]也是利用循環字首 CP 是 OFDM 符元末端 部分的複製訊號的特性，做自相關函數會產生最大值那一個時間點n ，即為符元₀

時間的起始點，如(4.6)式所示:

{

}

0

max [ ] , 0

s g m

n

=

z m

≤ <

m

N

+

N

_(4.6) 因為多重路徑的干擾，可能會使得符元起始點有些許的誤差，故為了讓 OFDM 符元時間的起始點更加準確，我們可以將多個 OFDM 符元一起計算取平均值， 求得更準確的符元時間起始點，數學式子以(4.7)表示: 1 0 0

1

max

K

[

] , 0

1

m k

n

z m

kN

m

L

K

− =

⎧

⎫

=

_⎨

+

_⎬

≤ < −

⎩

∑

⎭

(4.7) 其中 K 為 OFDM 符元的個數，N 為 OFDM 符元有用的訊號長度，也就是 FFT 的大小。

4.2 載波頻率偏移同步

OFDM 的主要缺點之一就是對載波頻率偏移很敏感，若沒有將偏移補償回 來的話，會引起兩個問題而造成系統效能的降低，一個是會被鄰近的子載波干 擾，破壞了彼此之間的正交特性，引起ICI 效應；另一個是因為子載波的頻率偏 移，造成系統取樣所對應到的值不是在峰值，使得振幅降低。載波頻率偏移造成 的原因是由於傳送端與接收端之頻率震盪器不匹配，或是因為都卜勒效應 (Doppler Effect)所造成的。載波頻率的偏移又可以分為整數部分和小數部份來探 討，在ETSI EN 300.744 規格標準裡，DVB-T 系統的發射訊號如下: max min 67 2 , , , , 0 0

( ) Re

c

( )

K j f t m l k m l k m l k K

s t

e

π

c

ψ

t

∞ = = =

⎧

⎫

⎪

⎪

=

_⎨

×

_⎬

⎪

⎪

⎩

∑∑ ∑

⎭

(4.8) 其中 c f : 傳送端載波頻率(Carrier frequency) m : 訊框編號(Frame number) l : OFDM 符元編號

k : 載波編號(Carrier number) , , ( ) m l k t ψ : 頻域上每個子載波 , , m l k c : 傳送的複數資料 在這裡我們假設取樣頻率與時間同步都已經同步完成，通道為理想狀態及不 受雜訊的干擾，並且只考慮一個 OFDM 符元時間T 內的情況，由(4.8)式可以得u 到在時間T 內的傳送訊號，如下所示: _u max min 2 2

( )

c

[ ]

u

, 0

k K _{j t} j f t T u k K

s t

e

c k

e

t

T

π π =

=

∑

×

≤ <

(4.9) 我們假設接收端震盪載波頻率為 f ，當接收端將接收到的訊號從射頻降到基頻c' 後，因為傳送端與接收端震盪器的載波頻率不匹配，將會造成頻率上的偏移。假 設 f 為頻率偏移，_o Δ 為子載波彼此之間的間格大小，將偏移的頻率正規化如下: f

'

ˆ

f

o

f

c

f

c

f

f

ε

=

=

−

Δ

Δ

(4.10) 接收端將訊號降為基頻的訊號如下: 2 ' 2 2 ( ')

( )

( )

[ ]

c c c u j f t k j t j f f t T k

r t

e

s t

e

c k

e

π π π − −

=

⋅

=

⋅

∑

×

0 2 2

[ ]

u k j t j f t T k

e

c k

e

π π

=

⋅

∑

×

_(4.11) 由於r t 是連續性時間訊號，用 DVB-T 系統取樣時間( ) T_s 7 48μs = 去取樣，故一個 OFDM 符元的週期為T_u = × =N T_s 1194.667μs，其中N =8192。所以可以將離散 訊號r n 表示如下: [ ]

0 2 ( ) 2 ( ) ˆ 2 ( ) ₂

[ ]

(

)

[ ]

ˆ

ˆ

[ ]

(

)

s s s s u s k j n T j f n T N T k k j n T _{j n} T _N o k u

r n

r n T

e

c k

e

e

c k

e

f

f

T

π π ε π _π

ε

ε

⋅ ⋅ ⋅ ⋅

=

⋅

=

×

=

×

= ⋅ Δ =

∑

∑

ˆ 2 2

[ ]

k j n j n N N k

e

c k

e

ε π π

=

∑

×

_(4.12) 其中頻率偏移的誤差 ˆε，可以將其整數部份和小數部份分開來探討，因為二者所 造成的影響不同，估測的方法也有所不同。(4.13)式為頻率偏移誤差 ˆε表示式， 其中ε_i為頻率偏移整數(integer)部份，εf 為頻率偏移小數(fraction)部份。

ˆ

_{i f}

ε ε ε

= +

(4.13)

4.2.1 頻率偏移整數部份同步

頻率偏移整數部份ε_i所造成的影響是會讓訊號經過 FFT 後，子載波的位置 將會有所改變，會偏移ε_i個子載波的位置。我們將用數學式子來說明，假設已經 將接收到的訊號，處理完時間符元同步並且頻率偏移小數的部份也補償完畢 (εf = 0)，故這裡我們只考慮頻率整數偏移的影響，把(4.13)式代入(4.12)式，可以 得到下式: 2 2

[ ]

i

[ ]

k j n j n N N k

r n

e

c k

e

ε π π

=

∑

×

2

_{x n e}

[ ]

j Nin ε π

=

⋅

(4.14) 訊號r n 經過 FFT 轉換後，會使得原來子載波的位置位移了[ ] ε_i點，雖然振福大小 都沒變，但是子載波的位置旋轉了，只要修正回來，是不會影響到原來的子載波 資料，如(4.15)式。

1 ₂ 0 1 _{2 2} 0 1 ₂ 0

ˆ [ ]

[ ]

[ ]

[ ]

i i k N _{j n} N n k N _{j n j n} N N n k N _{j n} N n

X k

r n e

x n e

e

x n e

π ε π π ε π − ₋ = − ₋ = − − ₋ =

=

⋅

=

⋅

⋅

=

⋅

∑

∑

∑

=

X k

[ - ]

ε

i (4.15) 頻率整數偏移的估測方法有很多種，我們用的方法是，每一個OFDM 符元 都會有連續性嚮導訊號(Continual Pilots)，固定在各個符元子載波的位置，每個 嚮導訊號的能量比一般的訊號強。所以利用了前後兩個符元，將它們的連續性嚮 導訊號分別取出來，做交相關(Cross-Correlation)的運算[9]，當所選擇的偏移大小 o ε 算出來的能量為最大時，即為所要求的頻率整數偏移ε_i = 。我們預設偏移量ε_o 為±100點，數學式子如下:

(

)

(

)

* 1 1

(

)

( )

(

)

l p o l p o o l p o l p o

R

k

R

k

R

k

R k

ε

ε

κ ε

ε

ε

+ +

+

⋅

+

=

+

+

(4.16) 其中Rl( )⋅ 為接收端收到的第l個OFDM 符元經過 FFT 後的訊號，k 為連續性嚮p 導訊號，在子載波上的編號索引，可以參考表 2.1-4。最後，頻率整數偏移εi可 以由(4.16)式求得的κ最大值所對應的偏移量ε_o，如下所示:

{

}

max

( )

o i _ε o

ε

=

κ ε

_(4.17) 由圖4.7 可以看出在交相關的結果中，正規化後可以求出有一根特別靠近 1 的 值，求出此值的偏移量即為所求的頻率偏移整數的部份。