控制电路设计 .1 相移电路的实现

n

变压器漏感L_S 8 H

阻断电容C_t1 1 F 输入电感

L

_f

 100

 H

C =1 C ＝1₂ m F

开关管S ，₁ S ：CEP6060₂ 开关管S ，₃ S ：K1117₄

5.3 控制电路设计 5.3.1 相移电路的实现

采用逻辑电路组合来产生相位移差为的两路脉冲信号 g1 与 g2，g1 和 g2 分别 输入两片 PWM 控制 IC UC3525 的 Syn 端作为同步信号,使得 UC3525 的输出脉冲 信号S₁ 和 g1 的相位相等, S 和 g2 的相位相等,这样就保证了₃ S 和₁ S 之间的为₃ φ（如图 5.2）。为了实现功率的双向流动,设计了正反向切换电路,正反向切换电 路采用带控制端的多路选择器 CD4019 来实现驱动信号的相序变换,芯片控制端 的电平变化通过开关 SW 和非门 CD4049 来实现。在能量正向流动时，控制回路 采用电压模式控制。而当在能量反向流动时，采用电流模式控制。

Vcomp

1 Syn

2 Syn

OUTA

3525 UC

3525 UC

OUTA OUTB

OUTB

S1

S2

S3

S4

g1

单稳态 g2 触发器 单稳态 触发器

Vref Vin Out B Vc

Out A Gnd

S/D Comp

E/A-E/A+

Sync Osc.out

Ct Rt DIsch

S/S 1 2 3 4 5 6 7 8

16 15 14 13 12 11 10 9

UC3525

R1 C1

R3 R2

C2

C3 R4

Q1(Q3)

Q2(Q4) Vcc +15V g1(g2)

R7

图 5.2 PWM 的控制策略图 图 5.3 UC3525 的外围电路图

Fig5.2 The control strategy of PWM Fig5.3 The external circuit of UC3525

UC3525芯片是用来产生两组相位差一个角度φ的PWM脉冲。UC3525采用电压 模式控制方法。误差放大器的正、反向端的输入电压误差放大器的正、反向端的 输入电压通过控制误差放大器的正、反向端的输入电压来实现PWM脉冲占空比的调 节。在此需要两组占空比固定为0.5的脉冲，考虑到死去时间的存在，此占空比通 常小于0.5，为达到所需占空比的要求，要合理地调节误差放大器的正、反向端的 输入电压的比例关系。这里的UC3525工作在外同步状态，其工作频率为40kHz。

由UC3525构成的脉宽调制电路的具体外围电路如图5.3所示。图5.4为控制电路的逻

辑时序图。

1 syn

S1

S2

co m p

V sa w

2 syn

S3

S4

t

t

t

t

t

t

t

1

图 5.4 控制电路逻辑信号 Fig5.4 Logic signals of control circuit

5.3.2 UC3525 模块

图 5.5 UC3525 内部原理框图 Fig 5.5 Inner principle diagram of UC3525

脉宽调制信号由专用集成芯片 UC3525 产生。如图 5.5 所示。它主要由以下部 分组成：

(1)基准电压调整器。基准电压调整器位于图 5.5 中 16 脚，它的输出为 5.1V，

50mA，具有短路保护功能。它供给所有内部电路，同时又可作为外部基准参考电 压。

(2)振荡器。振荡器的振荡频率

f

由R ，_T C 和_T R （设置死区时间的电阻，接_D 于引脚 7）共同构成，R 为充电电阻，_T C 为充电电容，_T R 为放电电阻（设置死区_D 时间的电阻，接于引脚 7），三者合理配置即可改变

f

，亦即锯齿波的频率，如下 式所示：

) 3 7 . 0 (

1

D T

T

R R

f C

 

(5.1)

(3)误差放大器及补偿输入。管脚 1 为误差放大器的反相输入端，该引脚通常 利用分压电阻检测输出电源电压。管脚 2 为误差放大器的同相输入端，该引脚与 基准电压相连，以检测 E/A(-)端的输出电源电压。管脚 9 为误差放大器的输出端，

亦即补偿输入。

(4)锁存器。比较器的输出送到锁存器。锁存器由关闭电路置位，由振荡器输 出时间脉冲复位。这样，当关闭电路动作，即使过流信号立即消失，锁存器也可 维持一个周期的关闭控制，直到下一周期时钟信号使锁存器复位为止。另外，由 于 PWM 锁存器对比较器来的置位信号锁存，将系统所有的跳动和振荡信号消除 了。只有在下一个时钟周期才能重新置位，有利于提高可靠性，经过锁存器后的 输出为 PWM 。

(5)输出。11 端、14 端和 12 端的地连结在一起，由 11 端和 13 端输出一对对 称的 PWM 信号。

本设计主要利用 UC3525 的同步端（引脚 3）从外部引入一个时钟信号，以实 现两组 PWM 控制信号的同步。

5.3.3 时钟同步模块

时钟同步模块主要由单稳态触发器完成。逻辑电路组合来产生相位移差为的 两路脉冲信号 g1 与 g2，g1 和 g2 经过单稳态触发器分别输入两片 PWM 控制 IC UC3525 的 Syn 端作为同步信号,使得 UC3525 的输出脉冲信号S₁ 和 g1 的相位相 等, S₃ 和 g2 的相位相等,这样就保证了S₁ 和S 之间的为φ。本设计中单稳触发₃

1

syn

和

syn 2

的功能由 SN74LS123 完成，触发方式采用外部电阻且电路为上升沿触 发。

SN74LS123 是可重触发双单稳态的时序逻辑电路，它的特点有：

(1)输出脉冲宽度（t ）在 C>1000p 时,按_w t =0.45RC(对 54/74ls 系列)计算 R 的_w 值。一般 C 的变化范围在 6 个数量级（10pF-10uF），R 的变化范围在(2k-100k)。

C<1000p 时，根据技术资料中的取值范围表计算 R 的值。

(2)可以选择下降沿触发或上升沿触发。本设计中

syn 1

和

syn 2

都采用上升沿触 发。

基于以上 2 点，可以很方便的实现图 5.4 中所需的时钟同步功能。单稳态触发 器 LS74123 采用外部电阻且电路上升沿触发连接方式，设计中脉冲宽度设置如下：

 5 .

0

tw s：R=20k



,C=33pF。

5.3.4 保护电路

开关电源同其它电子装置一样，短路是最严重的故障，短路保护是否可靠，

是影响开关电源可靠性的重要因素。MOSFET 能够承受的短路时间取决于它的饱 和压降和短路电流的大小，一般仅为几 至几十

s

 。短路电流过大不仅使短路承

s

受时间缩短，而且使关断时电流下降率di dt过大，由于漏感及引线电感的存在，

导致 MOSFET 集电极过电压，该过电压可在器件内部产生擎住效应，使 MOSFET 锁定失效，同时高的过电压会使 MOSFET 击穿。因此，当出现短路过流时，必须 采取有效的保护措施。

为了实现 MOSFET 的短路保护，则必须进行过流检测。适用 MOSFET 过流检 测的方法，通常是采用霍尔电流传感器直接检测 MOSFET 的电流I ，然后与设定_D 的阈值比较，用比较器的输出去控制驱动信号的关断；或者采用间接电压法，检 测过流时 MOSFET 的电压降V_DS，因为管压降含有短路电流信息，过流时V_DS增大，

且基本上为线性关系，检测过流时的V 并与设定的阈值进行比较，比较器的输出_ce 控制驱动电路的关断。

由于霍尔传感器价格较贵，设计时利用自制的电流传感器进行过流检测。图 5.6 是短路保护电路的简化图。T 为电流传感器，原副边匝比为 1：10。MOSFET 的电流I 经过电流传感器分流之后再通过全桥整流，然后利用在电阻_D

R 1

上形成的 压降和基准电压（2.5V）比较。如果高于基准电压，比较器输出高电平，最终使 UC3525 的 CS 引脚的电压超过 2.5V，电流故障动作，输出被关断，软起动复位，

保护动作完成。

.

^T

.

基准 电压

VCC

至 CS R1

R2

C

比较器

图 5.6 短路保护电路简化图

Fig 5.6 Simplified diagram for short circuit preventing

在文檔中 车用双向半桥零电压开关变换器的研究 姓名：黄杰辉 (頁 46-50)