硕士学位论文
车用双向半桥零电压开关变换器的研究 姓名：黄杰辉
申请学位级别：硕士 专业：电气工程 指导教师：王明渝
20060501
摘 要
高功率密度双向 DC-DC 功率变换器能够高效率、灵活地实现对电能双向流动 的控制，将广泛地应用在混合动力汽车、航天供电系统、新能源再生能源发电等 系统中。但是双向 DC-DC 功率变换器要在电动汽车、航天等许多应用场合获得实 际应用仍面临三大问题，即双向 DC-DC 功率变换器的功率密度、电磁兼容性和成 本问题。软开关技术是解决功率密度和电磁兼容性的关键技术。谐振、准谐振或 多谐振技术方案，变换器的电压电流应力较高。能量缓冲吸收电路或有源钳位电 路方案，由于需要增加多个额外辅助元件，增加了变换器的复杂性。相移控制双 向 DC-DC 功率变换器因具有功率器件电压，电流应力小，定频工作和无须增加辅 助器件即可实现功率器件的零电压开关条件等优点而受到关注。
作者在查阅国内外大量双向 DC-DC 变换器资料的基础上，采用一种新型双向 DC-DC 变换器的拓扑结构。变换器由两个对称半桥组成,功率传输由相移脉宽调制 方式控制。它可以不用辅助电路就可以实现开关的零电压通断，而且所用设备少、
转换效率高和控制电路简单。此变换器主要用于混合动力汽车燃料电池的辅助启 动，因为它需要一个双向 DC-DC 变换器来实现自身的冷启动和能量的反向回馈。
该变换器把软开关技术和相移控制 PWM 技术以及双向 DC-DC 变换器技术有机结 合在一起，有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声，为变换器装置提高开关频 率、效率以及降低尺寸及重量提供了良好的条件；同时，能拓宽零电压开关的范 围，使变换器在较宽的负载变化范围内都能实现软开关。还保持了常规的硬开关 全桥 PWM 双向 DC-DC 变换器中拓扑结构简洁、元器件的电压和电流应力小等一 系列优点。
文中介绍了双向半桥零电压（ZVS）变换器的工作原理和不同时间段的等效电 路图，以及给出了实现软开关的条件。并完成了控制电路的设计，仿真结果验证 了电路结构和控制方法的正确性。进行了建模分析，为具体电路的闭环设计提供 了理论依据。最后给出了电路仿真结果和实验结果。
关键词：相移控制，零电压开关，双向DC-DC变换器，混合动力汽车
ABSTRACT
Bi-directional DC-DC converters can easily control the transfer of power between two DC sources, and will be widely used in applications as fuel cell vehicles, aerospace systems, and new power generation system which utilize clean energy.
However, there exit key problems in their applications, which are power density, EMC and cost. Soft switching is one of key technology to solve these problems. Some circuits use resonant, quasi-resonant, and multi-resonant techniques. However, voltage and current stress in these converters are higher. Some circuits use passive snubbers or active clamp techniques. However, these converters become more complicate.
Phase-shift bi-directional DC-DC converter is attractive since it operates with fixed frequency, has small voltage and current stress and can realize ZVS without auxiliary switches.
A novel bi-directional DC-DC converter is introduced, which based on referring to much converter data. The converter is composed of two symmetrical half-bridge circuits. The flow of power is controlled by phase-shift modulation. The proposed topology has the advantages of soft-switching implementation without additional devices, high efficiency and simple control. The converter mainly is used for auxiliary power supply in fuel cell vehicles where a bi-directional DC-DC converter is needed for cold start and battery recharge. The soft switching, phase-shifted PWM and bi-directional DC-DC converter hang together, depress circuit switching loss and noise effectively, which provide condition to increase switch frequency, efficiency and reduce size and weight for the converter; at the same time, it is proved the converter can achieve ZVS in larger load variation, and the converter has the virtue of structure compact, voltage and current stress small such as ordinary hard switch converter.
In this paper, the operation principle and the equivalent circuit structures in different periods of time of the dual-bridge zero-voltage-switching(ZVS) bi-directional DC-DC converter are analyzed. The condition of achieving soft-switched is derived.
And the design of control circuit is achieved. The emulation result proves that the circuit structure and control method are valid. The averaged model is derived, and can be used to offer theoretic foundation of the close-loop design on detail circuit. At last，
the simulation verifications and experimental results are also presented.
Keywords: Phase-shift, Zero-voltage-switching, Bi-directional DC-DC converter, Fuel
cell vehicles1 绪论
1.1 引言
随着科技和生产的发展，双向 DC-DC 变换器的需求逐渐增多。人们对它的 研究越来越感兴趣。本章简单介绍了双向 DC-DC 变换器的原理和用途及其软开 关技术。针对双向 DC-DC 变换器的研究现状，阐明了开展双向 DC-DC 变化器研 究的目的和意义，并简要介绍了本论文提出的 PWM 相移控制双向 DC-DC 变换器 的特点。
1.2 双向 DC-DC 变换器的原理
双向 DC-DC 变换器可广泛的应用于直流不停电电源系统、航天电源系统、
混合电动汽车中的辅助动力供应系统、直流电机驱动系统及其它应用场合[1][11]。 在这些需要能量双向流动的场合，两侧都是直流电压源或直流有源负载，它们的 电压极性保持不变,希望能量双向流动，也就是电流的双向流动。这是就需要双向 DC-DC 变换器，其结构如图 1.1（a）所示，在直流电压源V 和1 V 之间有一个双2 向 DC-DC 变换器，用于控制其间的能量传输[2]。I 和1 I 分别是2 V 和1 V 的平均输2 入电流。双向 DC-DC 变换器可以根据实际需要来控制能量的流动方向，即可以 使能量从V 传输到1 V （此时2 I 为负，而1 I 为正）2 ，也可以使能量从V 传输到2 V （此1 时I 为正，而1 I 为负）2 。
用通常的单向 DC-DC 变换器也可以实现能量的双向流动，但是这时就需要 将两个单向 DC-DC 变换器反并联，因为通常的单向 DC-DC 变换器中主功率传输 通路上一般都有二极管这个环节，因此能量经由变换器流动的方向只能是单向的。
其结构图如图 1.1（b）所示，单向 DC-DC 变换器①被用来控制处理从V 到1 V 的2 能量流动，当需要能量反向流动时就使用单向 DC-DC 变换器②。
I10,I20
I10,I20
I2
I1
V1
V2
双向DC-DC变换器 正向工作模式
反向工作模式
。
单向变换器② 单向变换器①
I1I2
V1 V2
(a) 双向 DC-DC 变换器结构 （b）双单向变换器结构
图 1.1 双向 DC-DC 变换功能框图
Fig1.1 The block diagram of bi-directional DC-DC converter
与采用两个单向 DC-DC 变换器反并联来达到能量双向传输的方案相比，双 向 DC-DC 变换器应用同一个变换器来控制能量的双向传输，使用的总体器件数 目少，且可以更加快速地进行两个方向功率变换的切换。再者，在低压大电流场 合，一般双向 DC-DC 变换器更有可能在现成的电路上使用同步整流器工作方式，
有利于降低通态损耗。总之，双向 DC-DC 变换器具有高效率、体积小、动态性 能好和低成本等优势。
1.3 双向 DC-DC 变换器的应用 1.3.1 不停电电源系统
直流不停电系统有两种系统结构。
一种系统结构如图 1.2 所示，直流总线上直接并蓄电池组。当外部交流输入 电源掉线时，负载由蓄电池来提供能量。正常供电时，交流输入对蓄电池浮充。
由于蓄电池的电压变化范围很大，造成直流总线的电压也有较大的变化，很多直 流负载对输入电压的稳定度有一定的要求，所以需在直流负载与直流总线之间加 入 DC-DC 变换器，以保持直流总线电压的稳定。因此，正常供电时，交流电能 要经过 AC-DC 和 DC-DC 二级变换，这样降低了效率。
AC-DC 整流器
DC-DC 变换器
负 载 蓄
电 池 直流总线 交流
输入 电源
图 1.2 含单向 DC-DC 直流变换器的直流不停电系统 Fig1.2 The DC UPS including the single DC-DC converter
另一种系统结构如图 1.3 所示，蓄电池组经过双向 DC-DC 变换器并到直流总 线上[3][15][16]
。正常供电时，交流输入电源除了对负载供电外，还通过双向 DC-DC 变换器对蓄电池充电。当外部交流输入电源掉电，双向 DC-DC 变换器工作在反 向方式，使蓄电池放电。这种系统结构的好处：①这种结构把电池充电的工作分 离出来，正常供电时，经过一级 AC-DC 变换，向负载供电，提高了变换效率；
②运用双向 DC-DC 变换器单独控制蓄电池的充放电，更容易优化充放电过程，
可以延长蓄电池的寿命。
AC-DC 整流器
双向 DC-DC 变换器 负
载 直流总线
蓄 电 池 交流
输入 电源
图 1.3 含双向 DC-DC 直流变换器的直流不停电系统 Fig1.3 The DC UPS including the bi-directional DC-DC converter
同样道理，双向 DC-DC 变换器还可成为某些 AC-UPS（交流不停电电源系统，
也就是通常所说的 UPS）中的中间直流总线与蓄电池之间的变换环节[17]，图 1.4 是在线式交流不停电电源系统的系统结构。蓄电池组也是经过双向 DC-DC 变换 器并到直流总线上。
AC-DC 整流器
DC-AC 逆变器
负 载 直流总线
双向 DC-DC 逆变器
蓄 电 池 旁路
交流 输入 电源
图 1.4 双向 DC-DC 直流变换器结构的交流不停电系统（在线式）
Fig1.4 The AC UPS including the bi-directional DC-DC converter(on line)
1.3.2 太阳能电池电源系统
卫星及空间站等航天系统的能源主要由太阳能电池阵列和蓄电池组成，航天 系统对电源的体积和重量有严格的要求（如图 1.5），高功率密度的双向 DC-DC 变换器成为电源系统关键性部件[18][19]。
为了发挥光伏电池的效能，太阳能电池列阵工作在最大功率跟踪点。当日光 充足时，太阳能阵列除保证负载的正常供电外，将多余能量通过双向 DC-DC 变 换器存储到蓄电池中；当日光不足时，太阳能阵列不足以提供负载所需的电能，
双向 DC-DC 变换器工作在反向模式，由蓄电池向负载提供电能。双向 DC-DC 变 换器充当蓄电池的充电器和放电器，它设计的好坏直接影响到航天器上蓄电池的 利用效率和寿命长短。
另外适合于偏远地区应用的太阳能照明装置中，双向 DC-DC 变换器可以减 少变换器的个数，从而提高整个系统的效率[20]。
太 阳
能 负
载
功率控
制单元 双向DC-DC变换器
直流总线
蓄 电 池 太阳能电池阵列
图 1.5 航天直流电源系统 Fig1.5 The dc power for the space station
1.3.3 电动汽车、各种重型车辆的车载电源系统
电动汽车、各种重型车辆的车载电源系统中，双向DC-DC变换器的应用越来 越广泛。本论文即是要研究应用在该领域的一种双向DC-DC变换器。在电动汽车 中，电动机是典型的有源负载，从其输入端来看既能输出能量也可吸入能量。双 向DC-DC变换器的一大应用场合便是电机驱动系统，特别是应用蓄电池为能源的 电机驱动系统[1],[21-25]
。由于电动汽车的电机运转速度极宽，频繁加减速，而且蓄电 池的电压变化范围很大，相对于一般的驱动方法，使用双向DC-DC变换器可以明 显提高电机的驱动性能;另一方面，双向DC-DC变换器可以将制动刹车时的动能转 化而来的电能回馈给蓄电池，这样不但可以节省能源，优化电机控制提高效率的 性能，同时可以避免在使用单向DC-DC变换器时出现的反向制动无法控制和变换 器输出端出现浪涌电压等不利情况。在坦克、装甲车等重型车辆中，仍采用柴油 或汽油发动机驱动，发动机带动发电机发电，作为车中其他设备的供电电源，但 发动机的启动需要电源。通常的办法是，发动机启动时由蓄电池(12V或24V)经双 向DC-DC变换器升压至300V给电机供电，让电机工作在电动状态带动发动机启动，
发动机启动完毕，电机即由电动状态转变为发电状态，为车中其他设备提供电源，
同时经双向DC-DC变换器给蓄电池充电。
对直流电机来说，可采用图1.6所示的双向DC-DC变换器直接驱动.而对于交流 电机、同步电机、永磁无刷电机等电机则采用间接驱动的方法，双向DC-DC变换 器可以调节逆变器的输入电压，并使得回馈制动控制容易。近年来，一些低输入 感抗的电机应用越来越多，主要得益于它的高功率密度、低的转动惯量、平滑的 转动以及低成本等优点。但对于通常的固定电压驱动的方式来讲，低感抗必然意 味着会出现大的电流纹波，同时造成大的铁耗和开关损耗，这时使用双向DC-DC 变换器就可以解决这个问题。以无槽轴流永磁低感抗(几百μH)的低速大转矩直流 电机的驱动为例(如图1.7)，这类电机一般可用于电动汽车的直接车轮驱动，双向 DC-DC变换器被用来调节逆变器的输入电压，从而使电机的脉动电流小，电机的 电流跟踪转矩参考信号，电机的运转更加平稳，损耗减小，同时逆变器的开关应 力降低而且控制被简化。再生制动时，电动汽车的动能转换为电能经双向DC-DC 变换器回馈到蓄电池。另外，若将图1.7中的逆变器输出端口脱离电机而转接交流 电网，双向DC-DC变换器则同逆变器的整流桥合起来变为车上具有功率因数校正 的电动汽车蓄电池充电器。燃料电池和混合能源电动汽车也需要双向DC-DC变换 器，如图1.8所示，燃料电池系统中一般含有一个压缩电机消耗单元，正常运转情 况下，该压缩机可由燃料电池输出电压供电，但在电动汽车启动时，燃料电池电 压尚未建立起来，需要辅助电源来供电。这个辅助电源有两个功用:①在燃料电池 发电前通过双向DC-DC变换器升压，提供高电压总线的能量;②当汽车制动时，逆
变器和双向DC-DC变换器再将再生制动的能量存储到蓄电池中。双向DC-DC变换 器在电动汽车和车载、舰载系统中的应用还包括为弥补蓄电池瞬时输出功率有限 的缺陷，通过加入超容电容和双向DC-DC变换器达到增加瞬时功率，从而提高系 统的加减速性能[26][27]。
双向DC-DC 变换器
直流 电机
双向DC-DC
变换器 逆变器
低感抗 永磁直流电机 轮轴
图1.6 双向DC-DC变换器直接驱动直流电机 图1.7 低感抗直流电机驱动与再生制动
Fig1.6 The bi-directional DC-DC converter Fig1.7 The driving and regenerative braking driving DC motor directly of DC motor with the low induction
电压
箝位 逆变器 交流电机
双向DC-DC 变换器
控 制 器
压缩机 燃
料 电 池
蓄 电 池
图1.8 燃料电池电动汽车电力驱动系统 Fig1.8 The power driving system of fuel cell vehicles
1.3.4 蓄电池能量储备系统
双向DC-DC变换器还应用于蓄电池能量储备系统[28]，以达到电网调峰、高效 用电以及电网质量的目的，同时也可加入有源滤波功能。另外，双向DC-DC变换 器也可能会被应用于地面的大功率直流储能系统中。
1.4 双向 DC-DC 变换器软开关技术现状
硬开关双向DC-DC变换器在电流连续工作模式下会遇到严重的问题，这往往 与有源开关器件(如MOSFET)的体内寄生二极管有关，因它关断过程中的反向恢 复电流而产生的电流尖峰对开关器件有极大的危害。一种解决办法就是采用额外 串并快速二极管的方法，这样在一定程度上减小了反向恢复电流，但不足之处是
除了增加半导体器件外，还会增加变换器的通态损耗，对非高压应用场合中提高 效率并没有贡献。由于双向DC-DC变换器的应用场合的特殊性，一般需要其体积 和重量要尽可能地减小变轻，为提高其功率密度和动态性能，双向DC-DC变换器 正向高频化方向发展。而高频化必需要解决好开关损耗问题。近年来，国内外在 双向DC-DC变换器方面的研究重点也主要集中在这个方面:高频化的同时如何使 用软开关技术降低其开关损耗，从而提高变换器的效率。
软开关技术给DC-DC变换器的性能带来了很大的改进，它降低了开关器件的 电压电流应力，软化了器件的开关过程，减小了开关损耗，提高了变换器的工作 效率，为变换器的高频化提供了可能性，从而大大缩小了变换器的体积和重量，
功率密度和动态性能得到了提高，另外，也有助于减小变换器对其它电子设备的 电磁干扰。
多年来，单向直流变换器软开关技术取得了长足发展，但不能简单地把它们 套用到双向DC-DC变换器中，因为当能量传输方向改变之后，那些曾为实现软开 关的谐振时序通常会改变，这样不单实现不了变换器的软开关工作，甚至可能增 加开关应力和损耗。因此在某些应用场合实现双向的软开关较为困难，所以，在 某些应用场合，设计变换器在功率传输大的方向上实现软开关工作模式，而在功 率传输小的方向上仍以硬开关为工作模式。
近年来，己有不少软开关双向DC-DC变换器电路拓扑出现，现讨论几种:
1） 谐振类双向DC-DC变换器[29]
谐振技术是出现较早的软开关技术.它的应用消除了变换器工作中开关器件 开关过程的电压和电流二者交叠现象，降低了开关器件的开关损耗，但该变换器 需要变频工作，使得变换器的池波器及闭环控制器的优化设计困难，而且很难削 减变换器的噪声。如图1.9所示。
V
1V
2L
rL
C
rS
2S
3S
1图1.9 ZCS/ZVS-SCyR Buck/Boost双向DC-DC变换器
Fig1.9 The ZCS/ZVS-SCyR Buck/Boost bi-directional DC-DC converter
其中Lr，Cr为谐振电感和谐振电容。而如图1.10所示的电路拓扑为恒频零电压 开关多谐振双向DC-DC变换器，其中S1,S2均为零电压开关工作。恒频多谐振双向 DC-DC变换器在输入电压或负载变化时，都是通过调节变换器中两个开关管各自
的开通持续时间来保证频率不变，并且仍能维持软开关工作。谐振类变换器存在 功率期间的电压、电流应力大，通态损耗高，软开关的负载范围受到限制等缺陷，
还有谐振类变换器对器件的寄生参数分散性较为敏感，不太适合工业化大规模生 产，多数谐振类双向DC-DC变换器仅适用百瓦以下的小功率场合。
V1
V2
Lr L
C2
S2
S1
C1
图1.10 恒频零电压开关多谐振双向DC-DC变换器
Fig1.10 The ZVS mul-resonance bi-directional DC-DC converter with constant frequency
2) 准方波零电压PWM双向DC-DC变换器[25]
如图1.11所示，开关以互补方式工作。变换器在主功率电感的作用下，每一个 开关在其开通前，有电流流经其反并联二极管，两端电压被降低到零，这样为功 率开关提供了零电压开通条件。该技术的优点是拓扑与常规硬开关双向DC-DC变 换器相同，恒频控制，但存在电流纹波超过两倍负载电流的缺点，因此该变换器 的开关器件通态损耗和主电感电流纹波过大造成磁芯损耗较高，影响了变换效率。
为减小变换器的损耗，一般采用并加功率管和多模块技术。
V1
V2
L
D2
S2
S1
D1
图1.11 准方波零电压PWM双向DC-DC变换器
Fig1.11 The quasi-square wave ZVS PWM bi-directional DC-DC converter
3) FB-ZVS-PWM双向DC-DC变换器
桥式双向DC-DC变换器较容易通过相移控制实现软开关，优点是控制简单，
恒频控制，而且一般不用增加辅助器件即可实现软开关，对系统的寄生参数不敏 感，变换器中器件的电压电流应力较小，较适于高压场合，同单向DC-DC桥式变 换器类似，变换器桥臂内部开关管互补工作，利用隔离变压器漏感中储备的能量 来实现桥臂的零点压开关，同样不足之处也是有些变换器存在较大内部循环能量，
通态损耗较高，轻载时不能实现软开关工作。
4) 无源缓冲器类双向DC-DC变换器[23]
无源缓冲器技术是给变换器加入无源网络来软化变换器中有源开关元件的开 关过程，吸收过冲。优点是没有额外引入辅助有源开关，不增加原变换器的控制 复杂度。如图1.12所示，其中Cr, Lr,Dr,Dp组成了额外加入的无源缓冲网络，它吸 收了副边电流回馈电路中的电压尖峰，相对于最简单的RCD吸收器，它基本不消 耗功率，其缺点是不能完全抑制电压尖峰，只是缓冲。
V1
Q4
Q2
Q3
Q1
S4
S2
S3
S1
L T
L0
Cr
Dp
Dr
Lr
V2
图1.12 一种应用无源缓冲器的桥式双向DC-DC变换器 Fig1.12 A bridge bi-directional DC-DC converter using the passive buffer
5) 有源缓冲器类双向DC-DC变换器
通过加入一些有源缓冲器来达到零电压转换(ZVT)或零电流转换(ZCT)为目的 的拓扑结构，它们的共同点是变换器基本保持一般的PWM方式工作，额外引入的 辅助有源开关和辅助谐振网络，只是在主开关管开通或关断之前工作一小段时间，
使得主开关管工作于软开关状态，此外，器件的电压应力较小。这类变换器的缺 点是所需辅助开关管数目与主开关管数目一样多，而且往往辅助管工作为硬开关 或软开关的条件不理想。
6) 有源钳位类双向DC-DC变换器[30]
有源钳位技术近十年来在单向DC-DC变换器中得到了广泛的应用，通过加入 有源钳位支路能有效地将主开关管关断后的电压钳位，去除了电压过冲和振荡，
减小了器件的电压应力，而且在一定条件下也可实现软开关。当然有源钳位技术 也可用于双向DC-DC变换器，如图1.13所示，Sc, Cc组成了有源钳位辅助回路。该 种拓扑的优点是:A、消除了无有源钳位辅助回路时电流馈全桥端存在电压应力大 的缺陷;B、在正向工作中，变换器以有源钳位隔离式Boost电路方式工作，变换器 左端全桥和辅助钳位开关管均可工作于ZVS状态;反向工作中，变换器右端的全桥 以移相方式工作，并通过左端全桥和辅助钳位管的配合工作，削减了移相工作中 变换器中的循环能量，同时维持了左端全桥的零电压零电流软开关工作条件。其 不足之处有:A、正向工作中由于有源钳位工作方式引起的变换器电流应力较大，
造成通态损耗变高;B、反向工作时，辅助钳位管是硬开关工作的。
V1
Q4
Q2
Q3
Q1
S4
S2
S3
S1
T L
L0
V2
Sc
Cc
图1.13 有源钳位类双向DC-DC变换器
Fig1.13 The bi-directional DC-DC converter with the active clamper
1.5 本论文的目的和主要工作
双向DC-DC功率变换器要在电动汽车、航天等许多应用场合获得实际应用仍 面临三大问题，即双向DC-DC功率变换器的功率密度、电磁兼容性和成本问题。
软开关技术是解决功率密度和电磁兼容性问题的关键技术。目前双向DC-DC功率 变换器的软开关方法主要可以分为采用辅助开关软开关方法和不采用辅助开关软 开关方法。采用辅助开关的软开关法有：零电压转换（ZVT）和零电流转换（ZCT）
双向DC-DC功率变换器、有源钳位双向DC-DC功率变换器。零电压转换（ZVT）
和零电流转换（ZCT）双向DC-DC功率变换器结合了PWM工作和谐振变换器的优 点，但需要额外引入辅助开关，且辅助开关通常为硬开关，在辅助开关上仍存在 较大的开关损耗，因此实用性并不高。有源钳位的双向DC-DC功率变换器也结合 了PWM工作和谐振变换器的优点，但是也需要额外引入辅助开关。典型的有源钳 位电流馈全桥式双向DC-DC功率变换器虽然正向工作时可以实现软开关，但反向 工作时辅助钳位开关为硬开关。因此，目前，采用辅助开关的软开关双向DC-DC 功率变换器存在电路元件多，需要额外引入的辅助开关及其控制电路等缺点，因 此影响成本和功率密度。而且，仍存在由于硬开关操作造成的开关损耗和电磁干 扰问题。不采用辅助开关软开关方法有：谐振、准谐振、多谐振双向DC-DC功率 变换器、准方波零电压开关双向DC-DC功率变换器、相移控制双向DC-DC功率变 换器。它们的显著有点是无需增加辅助器件即可实现功率器件的零电压或零电流 开关条件，电路简单、可靠、经济。但谐振、准谐振、多谐振技术的双向DC-DC 功率变换器由于基于LC谐振工作原理，存在功率器件电压、电流应力大，通态损 耗高，软开关的负载范围受限等严重缺陷。而且，它们采用变频控制，电路参数 优化困难，最终影响功率密度的提高。软开关准方波零电压开关双向DC-DC功率
变换器虽然可以定额工作，但存在电流脉动大、功率器件通态损耗和铁心损耗大 的缺点。相移控制双向DC-DC功率变换器具有功率器件电压、电流应力小，额定 工作无需增加辅助器件即可实现功率器件的零电压开关条件等优点[6][7]。但当相移 控制双向DC-DC功率变换器的输入电压或输出电压偏离标称电压时，相移控制在 电路中造成严重环流，导致通态损耗的迅速增加和软开关条件的破坏。在电动汽 车、航天等能量管理系统中，无论是双向DC-DC功率变换器的输入还是输出，电 压的变化范围很大，相移控制双向DC-DC功率变换器的应用也遇到了严重的障碍。
考虑到相移控制具有不采用辅助开关即可实现双向DC-DC功率变换器零电压 开关的能力，但当输入电压或输出电压偏离标称电压时，环流严重，通态损耗大，
软开关范围变窄。而PWM控制具有器件的电压电流应力低、通态损耗小、无环流 的优点，但功率开关为硬开关。若能将相移控制和PWM相结合，发挥PWM控制对 双向DC-DC功率变换器的输入和输出电压大范围变化适应性强的优势，发挥移相 控制具有无须辅助开关即可实现双向DC-DC功率变换器零电压开关的能力优势，
就可较好的解决双向DC-DC变换器在目前应用中所遇到的问题。
本文在阅读了大量双向DC－DC变换器的资料，深入了解最新研究动态和方向 的基础上，分析介绍了一种新型的中、小功率双向半桥零电压（ZVS）DC-DC变 换器的拓扑结构。把软开关技术和PWM控制技术以及双向DC-DC变换器技术有机 结合在一起，有效降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产 生的电磁干扰，为变换器装置提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了 良好的条件。同时，还保持了常规的硬开关半桥PWM双向DC-DC变换器中拓扑结 构简洁、控制方式简单、开关频率恒定，元器件的电压和电流应力小等优点。
论文主要完成以下工作：
1) 介绍了一种双向半桥零电压（ZVS）DC-DC变换器。该变换器结构简单，
不用辅助电路就可以实现开关管的零电压通断。
2) 详细分析了该变换器的工作原理，根据各个开关管的开关状态，推导出不 同时间段的等效电路结构，给出了实现软开关的条件。
3) 讨论了电路中主要元件参数的选取原则，并通过仿真进行了验证。推导出 该变换器的小信号模型和闭环框图。利用变换器的仿真数据进行了补偿器的设计 与分析。
4) 设计了相移控制PWM电路、短路保护电路和驱动电路的方案，并进行了 仿真验证。
5) 在理论分析和仿真研究的基础上，设计并制作了实验样机，分析了实验结 果，验证理论分析的正确性。
2 双向半桥零电压（ZVS）DC-DC 变换器的工作原理
2.1 引言
本章对文献[4]提出的一种双向半桥零电压（ZVS）DC-DC 变换器拓扑图进行 了原理分析，并给出了此变换器的主电路参数设计。它可以不用辅助电路就可以 实现开关的零电压通断，而且转换效率高和控制电路简单。该变换器的结构很简 单,隔离变压器的两端各有一个对称半桥。变换器中的功率传输由两个对称半桥之 间的相移控制。无需另外加入任何辅助开关或无源谐振网络,变换器中的所有开关 均可在双向变换中工作于零电压开通状态,且开关的电压应力低。另外电路中没有 大的延时器件存在,变换器的动态响应较快。此变换器主要用于混合动力汽车燃料 电池的辅助启动。
2.2 ZVS 双向 DC-DC 变换器的工作原理
图2.1 为该变换器的拓扑图。变换器的隔离变压器两端各有一个双半桥结构。
和双向全桥变换器相比，元器件的数量减少了一半。另外在能量双向流动时，没 有辅助设备就可以实现开关管的零电压（ZVS）通断。开关器件S ~1 S 的占空比为4 0.5。通过控制两个变换单元之间的相位关系来调节两个直流源之间能量传输。图 中L 为变换器隔离变压器的漏感。它是变换器能量传输的重要元件，同时也保证s 了变换器的软开关的实现。输入方波电源Vr1 的正负幅值为V 和1 ，输出方波电V1 源Vr2 的正负幅值为NV 和3 NV3。当输入方波电源Vr1 的幅值和输出方波电源Vr2 的幅值匹配时，即V1 NV3，简化电路的主要原理波形如图2.2所示(N=n1 n2 为变 压器原、副边的绕组匝比)。但当输入方波电源Vr1 的幅值和输出方波电源Vr2 的 幅值不匹配时，如V1 ，简化电路的主要原理波形如图2.2。从图中可以看出变V3 换器电流应力大大增加，即增加输入与输出之间无功功率的交换，于是增加功率 器件、磁性元件的电流应力，增加了开关器件的通态损耗和磁性元件损耗[4-7][11-13]
。
低压侧 高压侧
3
Cr
Ldc
Vin
4
Cr
C3
C4 1
Cr
2
Cr
C1
C2
Co
Vo
S4
S3
S1
S2
能量流动
Ls
1
Vr Vr2 V1
V2
V3
V4 1
Id Ct1 Ir1 Tr Ct2
D1
D2
D3
D4
图2.1 双向软开关半桥DC-DC变换器的拓扑图 Fig2.1 Soft-switching bidirectional half-bridge DC-DC converter
t
1
V
rt
2
V
rV
1V
2 V
3V
4 T
ont
T
4 2 3
1
V , V V
V
4 2 3
1
V , V V
V
4 2 3
1
V , V V
V
1
I
r图2.2 变压器的理想电压与电流波形
Fig2.2 Idealized voltage and current waveforms of transformer
在分析变换器正向工作模式下的工作原理之前，先作如下假设[31][33][35]
：
变换器已达到稳态工作；
MOSFET 可看作为理想开关管并联着体内寄生二极管和寄生电容；
变压器的激磁电感L 电感值足够大，因此激磁电流很小；m
L 为原、副边漏感值折算到初级侧的和；s
C 和t1 C 的电容值足够大以至于它们两端的电压纹波很小；t2
不计半导体元件的管压降和二极管的反向恢复电流。
正向工作模式下,S1 和S 驱动信号在相位上超前于2 S3 和S 的驱动信号。整4 个工作周期分为12个阶段:
（1）阶段0：(t ～0 t )[ 图2.3（a）]1 电路处于稳定状态，开关管S 和1 D 导通。3
（2）阶段1：(t ～1 t )[ 图2.3（b）]2
在t 时刻,1 S 关断，1 C ，r1 C 和r2 T 的漏感r L 开始谐振，使得谐振电容s C 两r2 边的电压
V
1+V
2开始下降，谐振电容C 被充电。r1 V 也从r1V
1开始下降。充放电的快 慢取决于在t 时刻电流1 I 与r1 Id1的差值。3
Cr
Ldc
Vin
4
Cr
C3
C4 1
Cr
2
Cr
C1
C2
S4
S3
S1
S2
L1
1
Vr
2
Vr
V1
V2
V3
V4 1
Id Ir1
1
Ct Ct2
L2
LM
D1
D2
D3
D4
3
Cr
Ldc
Vin
4
Cr
C3
C4 1
Cr
2
Cr
C1
C2
S4
S3
S1
S2
L1
1
Vr
2
Vr
V1
V2
V3
V4 1
Id Ir1
1
Ct Ct2
L2
LM
D1
D2
D3
D4
（a）阶段0 （b）阶段1
图2.3 阶段0和1 Fig2.3 Step 0 and 1
（3）阶段2：(t ～2 t )[ 图2.4（a）]3
在t 时刻,当谐振电容2 C 两边的电压r2 Vcr2下降到0时，S2 体内的寄生二极管导 通, 谐振电容C 的电压被充电在r1
V
1+V
2 。在之期间, S2 在ZVS 条件下导通。（4）阶段3：(t ～3 t )[ 图2.4（b）]4
从t 时刻起，3 I 小于r1 Id1，所以电流开始从S 体内的寄生二极管导通转移到2 S 。2 I 线形下降直到在r1 t 时刻下降为0。此时4 D 也导通到3 t 时刻。4
3
Cr
Ldc
Vin
4
Cr
C3
C4 1
Cr
2
Cr
C1
C2
S4
S3
S1
S2
L1
1
Vr
2
Vr
V1
V2
V3
V4 1
Id Ir1
1
Ct Ct2
L2
LM
D1
D2
D3
D4
3
Cr
Ldc
Vin
4
Cr
C3
C4 1
Cr
2
Cr
C1
C2
S4
S3
S1
S2
L1
1
Vr
2
Vr
V1
V2
V3
V4 1
Id Ir1
1
Ct Ct2
L2
LM
D1
D2
D3
D4
（a）阶段2 （b）阶段3
图2.4 阶段2和3 Fig2.4 Step 2 and 3
（5）阶段4：(t ～4 t )[ 图2.5（a）]5
从t 时刻起，电流4 I 开始改变极性,然后二次侧电流也开始从r1 D 换向到开关3 管S 。3
（6）阶段5：(t ～5 t )[ 图2.5（b）]6
在t 时刻，5 S 关断。谐振电容3 C 和r3 C 开始充放电。相应的，它们充放电的r4 快慢取决于在t 时刻电流5 I 的大小。r1
3
Cr
Ldc
Vin
4
Cr
C3
C4 1
Cr
2
Cr
C1
C2
S4
S3
S1
S2
L1
1
Vr Vr2
V1
V2
V3
V4 1
Id Ir1
1
Ct Ct2
L2
LM
D1
D2
D3
D4
3
Cr
Ldc
Vin
4
Cr
C3
C4 1
Cr
2
Cr
C1
C2
S4
S3
S1
S2
L1
1
Vr
2
Vr
V1
V2
V3
V4 1
Id Ir1
1
Ct Ct2
L2
LM
D1
D2
D3
D4
（a）阶段4 （b）阶段5
图2.5 阶段4和5 Fig2.5 Step 4 and 5
（7）阶段6：(t ～6 t )[ 图2.6（a）]7
在t 时刻，当谐振电容6 C 的电压下降到0时，r4 D 开始导通。在之期间，4 S4 在 ZVS 条件下导通。
（8）阶段7：(t ～7 t )[ 图2.6（b）]8
在t 时刻，7 S 关断。谐振电容2 C ，r1 C 和r2 T 的漏感r L 开始谐振，谐振电容s Cr1 两边的电压
V
1+V
2开始下降。V 也从r1 V2开始上升。充放电的快慢取决于在之期 间电流I 与r1 Id1的总和。3
Cr
Ldc
Vin
4
Cr
C3
C4 1
Cr
2
Cr
C1
C2
S4
S3
S1
S2
L1
1
Vr Vr2
V1
V2
V3
V4 1
Id Ir1
1
Ct Ct2
L2
LM
D1
D2
D3
D4
3
Cr
Ldc
Vin
4
Cr
C3
C4 1
Cr
2
Cr
C1
C2
S4
S3
S1
S2
L1
1
Vr
2
Vr
V1
V2
V3
V4 1
Id Ir1
1
Ct Ct2
L2
LM
D1
D2
D3
D4
（a）阶段6 （b）阶段7
图2.6 阶段6和7 Fig2.6 Step 6 and 7
（9）阶段8：(t ～8 t )[ 图2.7（a）]9
在t 时刻，当8 Vcr1下降到0时，D 开始导通。电流1 I 也开始上升直到在r1 t 时刻9 为0。在之期间，S1 在ZVS 条件下导通。
（10）阶段9：(t ～9 t )[ 图2.7（b）]10
从t 时刻起，电流9 I 开始改变极性，并继续上升直到在r1 t 时刻为10 Id1。在之期 间，二次侧电流也从D 换向到4 S 。4
3
Cr
Ldc
Vin
4
Cr
C3
C4 1
Cr
2
Cr
C1
C2
S4
S3
S1
S2
L1
1
Vr
2
Vr
V1
V2
V3
V4 1
Id Ir1
1
Ct Ct2
L2
LM
D1
D2
D3
D4
3
Cr
Ldc
Vin
4
Cr
C3
C4 1
Cr
2
Cr
C1
C2
S4
S3
S1
S2
L1
1
Vr
2
Vr
V1
V2
V3
V4 1
Id Ir1
1
Ct Ct2
L2
LM
D1
D2
D3
D4
（a）阶段8 （b）阶段9
图2.7 阶段8和9 Fig2.7 Step 8 and 9
（11）阶段10：(t ～10 t )[ 图2.8（a）]11
从t 时刻起，电流10 I 开始超越r1 Id1，电流也从D 转移到1 S 。1
（12）阶段11：(t ～11 t )[ 图2.8（b）]12
在t 时刻，11 S 关断。谐振电容4 C 和r3 C 开始充放电。相应的，它们充放电的r4 快慢取决于在t 时刻电流11 I 的大小。r1
3
Cr
Ldc
Vin
4
Cr
C3
C4 1
Cr
2
Cr
C1
C2
S4
S3
S1
S2
L1
1
Vr
2
Vr
V1
V2
V3
V4 1
Id Ir1
1
Ct Ct2
L2
LM
D1
D2
D3
D4
3
Cr
Ldc
Vin
4
Cr
C3
C4 1
Cr
2
Cr
C1
C2
S4
S3
S1
S2
L1
1
Vr
2
Vr
V1
V2
V3
V4 1
Id Ir1
1
Ct Ct2
L2
LM
D1
D2
D3
D4
（a）阶段10 （b）阶段11
图2.8 阶段10和11 Fig2.8 Step 10 and 11
（13）阶段12：(t ～12 t )[ 图2.9]0
在t 时刻，当谐振电容12 C 的电压下降到0时，r3 D 开始导通。在之期间，4 S4 在 ZVS 条件下导通。此时电路回到开始t 时状态。0
3
Cr
Ldc
Vin
4
Cr
C3
C4 1
Cr
2
Cr
C1
C2
S4
S3
S1
S2
L1
1
Vr
2
Vr
V1
V2
V3
V4 1
Id Ir1
1
Ct Ct2
L2
LM
D1
D2
D3
D4
图2.9 阶段12 Fig2.9 Step 12
从上面分析可知，低压侧半桥有两个作用：①作为一个Boost变换器来提高电
压，②作为一个产生一个高频交流电压的逆变器。变压器的作用主要是用来隔离 高、低压侧同时使得高、低压的电压相匹配，来减小开关管的电流应力。
图2.10为该ZVS双向DC-DC变换器的正向工作模式下稳态工作时主要电压、电 流的波形。
t2 t3 t4
t1 t5 t6 t7 t8 t9 t10 t11 t12
t0 1
Vr
2
Vr
V1
V2
V3
V4
t
t
t
1
Ir
1
Id
Ioff
0 0 0
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12
图2.10 正向模式中稳态工作时电压、电流的波形
Fig2.10 Commutation waveforms and switching timing in boost mode
在此变换器电路中的换向是和一般变换器电路的二极管到开关管的换向模式 是相似的，主开关管关断时，电流对谐振电容充放电，从而使得开关管在ZVS下关 断。而开关管的ZVS导通是在和它反并联的二极管导通期间来开通开关管来实现 的。然而此电路有它自身的特点，不需要另外的辅助电路，而是通过开关管的寄 生电容和变压器的漏感来实现ZVS。从图2.10可以看出，在正向模式下ZVS通断的 条件主要决定于在t ，1 t ，5 t ，7 t 时刻电流11 I 与r1 Id1的值。概括如下：
0 ) (
) ( ) (
0 ) (
) ( ) (
11 1
7 1 7 1
5 1
1 1 1 1
t I
t I t I
t I
t I t I
r
d r
r
d r
（2.1）
以上分析可以发现4个MOSFET 均工作于ZVS 状态,通过改变两个半桥之间 的相移,可调节控制功率传输。反向工作原理跟正向工作原理类似,只不过S3 和S4 的驱动信号在相位上超前于S1 和S2 的驱动信号。在反向模式下ZVS通断的条件也
主要决定于在t ，1 t ，5 t ，7 t 时刻电流11 I 与r1 Id1的值。概括如下：
) ( ) (
0 ) (
) ( )
( 0 ) (
11 1 11
1 7 1
5 1 5
1 1 1
t I t I
t I
t I t I
t I
d r
r
d r
r
（2.2）
2.3 设计指导
2.3.1 变压器漏感的设计
开关电源中变压器是核心器件，变压器设计的好坏不仅影响变压器本身的发 热和效率，同时也影响到开关电源的技术性能和可靠性。同时，许多其它主电路 元件的参数设计都依赖于变压器的参数[8][9]。因此，在主电路拓扑确定以后首先应 该进行的是变压器的设计。这里只讨论变压器漏感的选取。
此变换器电路中变压器有三种功能:
(1) 变换器的高压侧与低压侧进行隔离；
(2) 低压侧电压到相应的高压；
(3) 变压器的漏感用来存储和传递能量。
变压器的匝比主要根据此变换器的高、低压侧的电压比来确定。变压器的漏 感在此变换器是一个非常重要参数，它的取值直接影响到变换器的输出功率的大 小。下面来讨论该漏感是如何确定的。先考虑没有损耗的理想情况，即变换器的 输入功率等于输出功率。令变压器的原、副边电压波形相移是 ，变压器的电流1 Ir1 是一个
2
ft
的函数，f
是开关频率。在一个开关周期此变换器有四种工作模式。在模式1：
) 0 2 (
)
( 1 4 1
1 r
s
r I
fL V I V
（2.3）
式中，V 和1 V 是电容2 C 和1 C 两侧的电压，4 Ir1(0)是变压器原边电流I 在r1
0
的初始值。该模式在 时结束。1在模式2：
) ( ) 2 (
)
( 1 3 1 1 1
1
r
s
r I
fL V
I V
（2.4）
相似的讨论，在模式3：
) ( ) 2 (
)
( 2 3 2 1 2
1
r
s
r I
fL V
I V
（2.5）
