第 1 章
1.2 文獻回顧
設計Doherty功率放大器，主要的挑戰如何取其主放大器和輔佐放大器的配合。
可讓兩個放大器輸出端，產生動態負載調制，使得高功率輸出和低功率輸出有同 樣高的功率附加效率。但在既有的架構中，Doherty功率放大器難加強其頻寬。主
要原因在於輸出端，會採取阻抗轉換器，通常用一條四分之一波長的傳輸線，來 達成兩放大器之間的功率疊加。但Doherty放大器的頻寬就被此傳輸線所限制，因
而整體電路頻寬就此決定。故有改變其輸出端傳輸線組合，來增加其頻寬 的架構[3]。
(a)
(b)
圖 1-1 (a) 傳統 Doherty 電路架構，(b) 改良 Doherty 電路架構[3]。
如圖 1-1所示，圖 1-1(a)為傳統的Doherrty架構，因而頻寬受限。在[3]中，提 出取代一條傳輸現在主放大器後面，而用兩條四分之一波長的阻抗轉換去減少阻 抗的轉換比例的大小。用兩條四分之一波長的傳輸線，再輔佐放大器沒開的情形 下，可直接從輸出端50
轉四分之一波長到主放大器輸出端，此時從主放大器輸 出端看到即100
的阻抗大小。由此可以得到非傳統25
到100，1:4的阻抗變化，
因而得到增加其頻寬的效果。
除了上因輸出部分用不同阻抗轉換器，去達成輸出阻抗轉換比例大小的不同。
也有純粹改變輸出50
傳輸線的阻抗轉換器的特徵阻抗，用以達到相對傳統 Doherty放大器寬頻的效果。如果運用傳統的Doherty放大器設計方式，明顯的會把 阻抗比例會達到1:4(Ropt/2到Ropt)。如果可以把阻抗轉換變成1.4*( Ropt/2)=35
(轉 換比例為1:2.85)。以達成較小的阻抗轉換比例以利於相對頻寬較寬的設計[10]。當然在現今射頻電路中，左右手傳輸線應用於很多不同需要雙頻或寬頻的設 計中[11]。
圖 1-2 用左右手傳輸線實現雙頻Doherty功率放大器[11]。
如圖 1-2中，應用了左右手傳輸線，取代原本Z0的阻抗轉換器。好處為可以在 基頻和第二諧波的相位響應中，做電晶體希冀看到的相位響應中做匹配。如此一 來可以做類似Class F放大器的效果，亦即在諧振頻率上處理阻抗匹配。及在輸出 端做出第二諧波的阻抗匹配(一般而言為開路或短路的頻率響應)。因而達成為單一
傳輸沒辦法做到的第二諧波的阻抗變化，達到較高的功率附加效率。
大部分功率放大器設計為單頻或窄頻的設計，但因現今不管是商用或科學醫 療用途的無線通訊系統發展。希冀無論何種型態，都需更大的頻寬。但寬頻的設 計有其困難和難以實現的地方，因此雙頻帶/多頻帶的各種功率放大器設計紛紛產 生。較常使用的頻帶，如850MHz/1900MHz，或2.4GHz/5GHz都是常見的雙頻帶 [15]-[19]。
圖 1-3 (a)836MHz/1.95GHz雙頻左右手傳輸線E類功率放大器功率和功率附加效率 對照頻率圖[17]。(b)1.8GHz/2.4GHz雙頻左右手傳輸線GaN-HEMT功率放大器功率
和功率附加效率對照頻率圖[18]。
綜合上述的想法，雙頻帶的Doherty功率放大器因應而生。大多數雙頻帶的 Doherty放大器，所面臨最大的挑戰，都在於輸出的阻抗轉換器的設計。多數可用 雙頻帶的傳輸線匹配去解決此問題，如此可方便設計流程，但在縮小電路尺寸中 就得付出相對多的代價。因現今商用頻段大多為10GHz以下的無線傳輸為主，在這 些頻段中大量運用傳輸線的匹配網路相對電路尺寸就無法修剪。如圖 1-4就很明顯 需要大量的傳輸線匹配網絡來做雙頻帶Doherty功率放大器的實踐。
(a) (b)
圖 1-4雙頻帶Doherty功率放大器的(a)電路照片及(b)電路架構[7]。
雖雙頻帶在現今通訊系統中有其好處，但有一個很明顯無可避免的缺失。即 因雙頻帶的關係，輸入匹配網絡(input matching network, IMN)，輸出匹配網絡 (output matching network,OMN)勢必變為較複雜。或者為電容,電感元件，或傳輸線 和耦合線匹配。但在上述現今 10GHz 以下的通訊系統中，傳輸線匹配網路勢必佔 面積一個相對大的比例，造成無可避免地無法適應現今縮減電路的趨勢中。故希 冀能有新的方式去避免電路尺寸的倍增。