圖 5-1 所示為單級全橋式交/直流變通型電源轉換器的模擬電路圖，此 模擬電路為一閉迴路系統的模擬，並加入 UC3844、UC3706、盲時控制電 路等功能，使其更能接近實作電路。
圖 5-1 單級全橋式交/直流變通型電源轉換器的模擬電路圖
圖 5-2 為盲時控制電路中 74LS02 的輸入與輸出波形，其電路示意圖 可參考圖 4-5。將一峰值 5V 的週期性脈波與此波形經過 、 、 充放 電後的波形一起輸入 74LS02，在其輸出端即產生具有盲時的閘極控制訊 號。
R C D
74LS02 輸入之ㄧ
74LS02 輸入之二
74LS02 輸出
圖 5-2 盲時控制電路中 74LS02 的輸入(之ㄧ 5V/div，之二 2V/div)與輸出 電壓(4V/div)波形
圖 5-3 為 660W 輸出、220Vac 輸入時 UC3844 的輸出與開關 的閘極 驅動訊號。其中 UC3844 的責任週期比為 0.28，開關 的責任週期比為 0.13。在 3-2 節中提及控制 的責任週期比即可控制儲能電容電壓，又 的責任週期比為盲時控制電路所決定，所以將盲時加得越大，將會使得開 關 的責任週期比變小，而當 的責任週期比也就是升壓型功因修正電路 的責任週期比越小，則輸入電感上的儲能越少，儲能電容上的電壓也就越 低。因此，調整盲時大小，將能有效降低單級電路儲能電容上的電壓。圖 5-4 為實測的盲時時間與儲能電容電壓的關係曲線圖。
Q5
Q5
Q5 Q5
Q5 Q5
UC3844 輸出
Q5閘極驅動訊號
圖 5-3 660W 輸出、220Vac 輸入時 UC3844 的輸出(10V/div)與開關 的閘 極驅動訊號(10V/div)
Q5
圖 5-4 實測的盲時時間與儲能電容電壓的關係曲線圖(660W/220Vac)
圖 5-5 為 660W 輸出、220Vac 輸入時的儲能電容電壓波形，且最大電 壓為 350V。圖 5-6 為 330W 輸出、220Vac 輸入時的儲能電容電壓波形，
且最大電壓為 370V。由圖 5-5 及圖 5-6 中可證明只要經由適當的選擇開關 的盲時大小，就能控制儲能電容電壓值，將其保持在 450V 以下。
Q5
圖 5-5 660W 輸出、220Vac 輸入時的儲能電容電壓(100V/div)波形
圖 5-6 330W 輸出、220Vac 輸入時的儲能電容電壓(100V/div)波形
圖 5-7 為 660W 輸出、220Vac 輸入時的輸入電感電流波形，圖 5-8 為 在 X 點處的輸入電感電流與 UC3844 的輸出電壓（PWM 控制訊號）波形，
其中輸入電感電流最大值為 25A，圖 5-9 為在 Y 點處的輸入電感電流與 UC3844 的輸出電壓波形。由圖 5-7、圖 5-8、圖 5-9 中可確認當開關 的 責任週期比和開關切換頻率不變時，輸入電感電流的峰值能夠自動追蹤輸 入電壓成正弦波形，因此，輸入電感電流的平均值能有一個近似正弦的波 形，功率因數值也因而提升。
Q5
圖 5-7 660W 輸出、220Vac 輸入時的輸入電感電流(8A/div)波形
UC3844 輸出
輸入電感電流
圖 5-8 在 X 點處的輸入電感電流(5A/div)與 UC3844 的輸出電壓(10V/div) 波形
UC3844 輸出
輸入電感電流
圖 5-9 在 Y 點處的輸入電感電流(5A/div)與 UC3844 的輸出電壓(10V/div) 波形
圖 5-10 為 660W 輸出、220Vac 輸入時輸入電壓與電流的模擬波形，
圖 5-11 為 660W 輸出、220Vac 輸入時輸入電壓與電流的實測波形。模擬 與實測得到的波形相當接近。其中實際量測的功率因數值為 0.968。
圖 5-10 660W 輸出、220Vac 輸入時輸入電壓與電流的模擬波形
圖 5-11 660W 輸出、220Vac 輸入時輸入電壓(100V/div)與電流(4A/div)的實 測波形
由圖 5-10 中可以看出輸入電流波形在線電壓的零交越處有失真及電 流相位超前的現象。以下將深究此現象的成因。圖 5-12 為 660W 輸出、
220Vac 輸入時的輸入電壓、電流與儲能電容電壓變化的模擬波形。
圖 5-12 660W 輸出、220Vac 輸入時的輸入電壓、電流與儲能電容電壓變化 的模擬波形
圖 5-12 中 A 區域的電流波形上升速率較 B 區域的電流波形快速，這 是造成高壓輸入時功率因數下降的主要原因。由 2-5 節的分析可以知道，
如果單級的交流/直流轉換器要獲得良好的 Self-PFC 效果，前提是開關控 制訊號的責任週期比必須維持定值，但是開關的控制訊號是根據輸出電壓 的變化來做調變的，因此只有在儲能電容電壓與輸出電壓都維持定值的情 況下，控制訊號的責任週期比才可能為定值。然而，在實際情況中雖然可 以假設輸出電壓為定值，但是由於輸入線電壓為弦波電壓，所以儲能電容 勢必會有一個兩倍線頻（120 Hz）的漣波，如圖 5-12 所示。因此在圖中的 A 區域，由於儲能電容一直傳輸能量到輸出端，而電源因電壓低而輸入的
電量不及彌補儲能電容的耗電量，故儲能電容電壓較低，因此責任週期比 61000-3-2 class A 標準的比較圖，由圖中可知：輸入電流諧波成份低於標 準甚多，且功率因數值可達到 0.968，THD 則為 23.49%。
Harmonics number Iac(A)
圖 5-14 330W 輸出、220Vac 輸入時輸入電壓與電流的模擬波形
圖 5-15 330W 輸出、220Vac 輸入時輸入電壓(100V/div)與電流(2A/div)的實 測波形
圖 5-16 為實測 330W 輸出、220Vac 輸入時的輸入諧波電流與 IEC 61000-3-2 class A 標準的比較圖，由圖中可知：輸入電流諧波成份低於標 準甚多，且功率因數值可達到 0.970，THD 則為 22.52%。
0 0.5 1 1.5 2 2.5
3 5 7 9 11 13 15
Harmonics number Iac(A)
IEC61000-3-2 Vac/220V
圖 5-16 實測 330W 輸出、220Vac 輸入時的輸入諧波電流與 IEC 61000-3-2 class A 標準的比較圖
為驗證加入額外的變壓器線圈 確實能讓輸入電流波形有機會更接 近正弦波，可降低總諧波失真，利用圖 5-1 的模擬電路來模擬 330W 輸出、
220Vac 輸入時有加入變壓器線圈 以及沒有加入變壓器線圈 的輸入電 流諧波成份和 THD，整理如表 5-1。
N1
N1 N1
表 5-1 模擬 330W 輸出、220Vac 輸入時有加入變壓器線圈 以及沒有加 入變壓器線圈 的輸入電流諧波成份和 THD
N1
N1
Harmonic wave order n
Harmonic current (A)
⇒有加N1
Harmonic current (A)
⇒沒有N1
橋式閘極驅動訊號
橋式開關電流
圖 5-17 660W 輸出、220Vac 輸入時橋式閘極驅動訊號(10V/div)與橋式開關 電流(5A/div)波形
圖 5-18 660W 輸出、220Vac 輸入時輸出電感電流(2A/div)波形
圖 5-19 660W 輸出、220Vac 輸入時的輸出電壓(20V/div)波形
圖 5-20 660W 輸出、220Vac 輸入時輸出電壓漣波(0.5V/div)與輸出電感電 流(2A/div)波形
因為 110Vac 輸入時，輸入電流比 220Vac 輸入時還要大上許多，將會 影響開關與升壓電感鐵心的規格，且實驗室現有的交流電源供應器無法提 供 10A 以上的電流。基於輸入電流變大後，規格改變的開關與升壓電感鐵 心不易取得，且實驗室儀器無法對電路進行測試，所以在 110Vac 輸入時 只用模擬來驗證其可行性。圖 5-21 為 660W 輸出、110Vac 輸入時輸入電 壓與電流的模擬波形，圖 5-22 為模擬 660W 輸出、110Vac 輸入時的輸入 諧波電流與 IEC 61000-3-2 class A 標準的比較圖。由圖 5-22 中可知輸入電 流諧波成份符合標準值，THD 為 16.9%。
圖 5-21 660W 輸出、110Vac 輸入時輸入電壓與電流的模擬波形
0 0.5 1 1.5 2 2.5
3 5 7 9 11 13 15
Harmonics number Iac(A)
IEC61000-3-2 Vac/110V
圖 5-22 模擬 660W 輸出、110Vac 輸入時的輸入諧波電流與 IEC 61000-3-2 class A 標準的比較圖
由以上的模擬與實驗結果得知，本文所提出的具有輸入電流修飾的單 級全橋式交/直流變通型電源轉換器不但能克服半載時儲能電容電壓過大 的困擾，且可提供穩定的電壓輸出，並能達到 Self-PFC 的功能。本文所提 出的新架構不只可以符合 IEC61000-3-2 class A 的諧波規範，更盡量降低電 路的輸入諧波電流，使其在三相交流輸入電源、電路模組化的應用上，最 高可達到 4KW 的輸出，此時仍可符合 IEC61000-3-2 class A 的諧波規範。
圖 5-23、圖 5-24、圖 5-25 則為系統電路之實體電路外觀。
圖 5-23 單級全橋式交/直流變通型電源轉換器功率級實體電路 (長×寬：30cm×15cm)
圖 5-24 單級全橋式交/直流變通型電源轉換器回授控制級實體電路 (長×寬：22cm×15cm)
圖 5-25 單級全橋式交/直流變通型電源轉換器輸出回授部分的實體電路 (長×寬：20cm×15cm)