符合IEC61000-3-2 class A電氣規範的單級全橋式交/直流變通型電源轉換器
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(2) 符合 IEC61000-3-2 class A 電氣規範的單級全橋 式交/直流變通型電源轉換器 A Modified Single-Stage Full-Bridge AC/DC Converter Complying with IEC61000-3-2 Class A. 學. 生：曹文昇. Student：Wen-Sheng Tsao. 指導教授：張隆國 博士. Advisor：Dr. Lon-Kou Chang. 國立交通大學 電機與控制工程學系 碩士論文 A Thesis Submitted to Institute of Control Engineering College of Electrical Engineering and Computer Science National Chiao Tung University In Partial Fulfillment of the Requirements For the Degree of Master In Electrical and Control Engineering September 2006 Hsinchu, Taiwan, Republic of China. 中華民國九十五年九月.
(3) 符合 IEC61000-3-2 class A 電氣規範的單級全橋 式交/直流變通型電源轉換器 研究生：曹文昇. 指導老師：張隆國博士. 國立交通大學電機與控制工程學系. 摘. 要. 本文旨在探討ㄧ單級全橋式交/直流變通型電源轉換器，該轉換器主 要包含輸入電流修飾器與全橋式直/直流轉換器兩大部分。電路特色主要 為：使用ㄧ開關利用調整其責任週期比來控制儲能電容電壓的最大值，並 探討輸入電流修飾器，以提高電源側的功率因數。 文中針對所設計的電路進行詳細的說明及分析，並以 PSpice 模擬軟體 來進行電腦模擬以輔助相關的設計。此外，本文完成的是一部 220V 輸入 且 660W/100V 輸出的單級全橋式交/直流變通型電源轉換器雛型電路。相 關的模擬與實測結果，說明本文所提出的電路具有良好的輸出特性，並能 符合規範 IEC61000-3-2 class A 的要求。. 關鍵詞：輸入電流修飾器、單級電源轉換器、全橋式電源轉換器。. i.
(4) A Modified Single-Stage Full-Bridge AC/DC Converter Complying with IEC61000-3-2 Class A. Student：Wen-Sheng Tsao. Advisor：Lon-Kou Chang. Department of Electrical and Control Engineering National Chiao-Tung University. ABSTRACT This thesis proposes a modified single-stage full-bridge AC/DC converter complying with IEC61000-3-2 class A standard. The converter was composed of two subcircuits: an input current shaper and a full-bridge DC/DC converter. This proposed circuit has two major merits: the maximum voltage across the bulk capacitor can be suppressed by applying a dead time function to the power input switch. In addition, the high power factor of AC source was effectively kept by employing an input current shaper. The detailed design consideration and analysis are also included. The Pspice simulation software was used to carry out the computer simulation and to aid the circuit design. Finally, a 220V input and 660W/100V output prototype circuit had been implemented. The simulation and experimental results validated the feasibility of the proposed circuit, which had good performance and complies with IEC61000-3-2 class A standard.. Keywords: input current shaper, single-stage converter, full-bridge converter. ii.
(5) 誌. 謝. 本論文能夠順利完成，首先感謝我的指導教授張隆國博士，在這兩年 的研究生涯裡對我的悉心照顧與教誨，特別在盲時電路的設計上對我細心 的指導，方使本論文得以順利完成，在此表示最誠摯的謝意。 另外感謝口試委員廖德誠教授、鄭木火教授、林君明教授以及張隆國 教授給予本論文的斧正以及建議，使得本論文更加地完整以臻於盡善盡 美。 感謝宴銘學長、如璇學姊、阿暉學長、恆毅學長、昌吉學長、阿信學 長、奕廷、彥廷、柏蒼、宗仁在課業上的切磋。 最後要感謝一直在背後默默支持我的家人，使我的生活中充滿動力， 讓我能夠全心全意地專注於功課與研究上。願將此榮耀和喜悅與我的家人 一起分享。 謹將本論文獻給所有關心我的人!. 曹文昇 謹致於交通大學 815 實驗室 中華民國九十五年九月. iii.
(6) 目. 錄. 中文摘要 ......................................................................................................... i 英文摘要 ......................................................................................................... ii 致謝 ................................................................................................................. iii 目錄 ................................................................................................................. iv 圖目錄 ............................................................................................................. vii 表目錄 ............................................................................................................. xi 第一章 緒論 ................................................................................................... 1 1-1 研究動機.................................................................................... 1 1-2 文獻回顧.................................................................................... 2 1-3 論文架構.................................................................................... 3 第二章 功因修正電路與直/直流轉換器的回顧.......................................... 5 2-1 前言............................................................................................ 5 2-2 功因修正電路現況說明............................................................ 5 2-3 功率因數的定義........................................................................ 6 2-4 IEC61000-3-2 的規格................................................................ 8 2-5 升壓型轉換器功因修正性能分析............................................ 10 2-6 升壓型轉換器功因修正的控制方法........................................ 15 2-6-1 乘法器控制法 ................................................................. 15 2-6-2 電壓隨耦法 ..................................................................... 18 2-7 直/直流轉換器電路的回顧....................................................... 19 2-8 單級功因修正電路.................................................................... 22 2-8-1 背景說明 ......................................................................... 23 第三章 單級全橋式交/直流變通型電源轉換器.......................................... 27. iv.
(7) 3-1 前言............................................................................................ 27 3-2 儲能電容電壓限制的原理說明................................................ 31 3-3 新架構電路之動作原理說明.................................................... 33 第四章 硬體電路設計與研製....................................................................... 40 4-1 系統簡介.................................................................................... 40 4-2 電磁干擾濾波電路設計............................................................ 42 4-3 單級全橋式交/直流變通型電源轉換器參數設計................... 43 4-3-1 輸入電感的選用 ............................................................. 44 4-3-2 輸出電感的選用 ............................................................. 45 4-3-3 輸出濾波電容設計 ......................................................... 46 4-3-4 高頻變壓器 ..................................................................... 46 4-3-5 儲能電容的選擇 ............................................................. 48 4-3-6 功率晶體的選用 ............................................................. 48 4-3-7 功率二極體的選用 ......................................................... 50 4-3-8 控制用積體電路 ............................................................. 51 4-3-9 盲時控制電路 ................................................................. 52 4-3-10 閘極驅動電路 ............................................................... 53 4-3-11 回授隔離電路 ............................................................... 54 4-4 輔助電源與啟動電路................................................................ 56 4-4-1 輔助電源電路 ................................................................. 56 4-4-2 啟動電路 ......................................................................... 57 第五章 模擬實測與分析 ............................................................................... 59 5-1 前言............................................................................................ 59 5-2 模擬與實測結果及分析............................................................ 59 第六章 結論與展望 ....................................................................................... 78 6-1 結論............................................................................................ 78 v.
(8) 6-2 展望............................................................................................ 78 參考文獻 ......................................................................................................... 80. vi.
(9) 圖. 目. 錄. 圖 2-1. IEC61000-3-2 設備分類流程圖 ....................................................... 9. 圖 2-2. Boost 轉換器的 V-I 關係圖：(a) Boost 轉換器 (b)輸入 V-I 特性曲線........................................................................ 11. 圖 2-3. Buck 轉換器的 V-I 關係圖：(a) Buck 轉換器 (b)輸入 V-I 特性曲線........................................................................ 13. 圖 2-4. Buck-Boost 轉換器的 V-I 關係圖：(a) Buck-Boost 轉換器 (b)輸入 V-I 特性曲線........................................................................ 14. 圖 2-5. 乘法器控制法 ................................................................................... 16. 圖 2-6. 平均電流模式示意圖 ....................................................................... 17. 圖 2-7. 峰值電流模式示意圖 ....................................................................... 17. 圖 2-8. 磁滯電流模式示意圖 ....................................................................... 18. 圖 2-9. 電壓隨耦法 ....................................................................................... 18. 圖 2-10 電壓隨耦法輸入電流波形示意圖：(a)電感電流操作在連續與非連 續導通邊界示意圖(b)電感電流操作在非連續導通模式示意圖... 19 圖 2-11 反馳式電路簡圖 ............................................................................... 20 圖 2-12 順向式電路簡圖 ............................................................................... 21 圖 2-13 推挽式電路簡圖 ............................................................................... 21 圖 2-14 半橋式電路簡圖 ............................................................................... 22 圖 2-15 全橋式電路簡圖 ............................................................................... 22 圖 2-16 使用元件移位法的電路：(a)兩級式功因修正電源轉換器 (b)BIFRED 單級功因修正電源轉換器............................................ 24 圖 2-17 使用同步切換法的電路：(a)兩級式功因修正電源轉換器 (b)同步切換法單級式功因修正電源轉換器................................... 25. vii.
(10) 圖 3-1. 單級單開關交/直流電源轉換器 ...................................................... 28. 圖 3-2. 單級全橋式交/直流電源轉換器 ...................................................... 28. 圖 3-3. 加入額外變壓器線圈的單級全橋式交/直流電源轉換器.............. 29. 圖 3-4. 含死帶的輸入電流波形 ................................................................... 29. 圖 3-5. 具有輸入電流修飾的單級全橋式交/直流變通型電源轉換器 ..... 30. 圖 3-6. 不含死帶的輸入電流波形 ............................................................... 31. 圖 3-7. 在非連續導通模式下的輸入電感電流與電壓波形 ....................... 31. 圖 3-8. 盲時控制示意圖 ............................................................................... 32. 圖 3-9. 具有輸入電流修飾的單級全橋式交/直流變通型電源轉換器 ..... 33. 圖 3-10 在一個切換週期內的重要電壓與電流波形 ................................... 34 圖 3-11. t1 ≤ t < t 2 的電流迴路 ........................................................................ 36. 圖 3-12. t 2 ≤ t < t 3 的電流迴路 ....................................................................... 37. 圖 3-13. t 3 ≤ t < t 4 的電流迴路 ....................................................................... 38. 圖 3-14. t 4 ≤ t < t 5 的電流迴路 ....................................................................... 38. 圖 3-15. t > t 5 的電流迴路 .............................................................................. 39. 圖 4-1. 系統方塊圖 ....................................................................................... 41. 圖 4-2. 高頻電流濾波器 ............................................................................... 43. 圖 4-3. 具輸入電流修飾的單級全橋式交/直流變通型電源轉換器.......... 44. 圖 4-4. 控制積體電路 UC3844 配合雙輸出驅動器 UC3706 .................... 51. 圖 4-5. 盲時控制電路 ................................................................................... 52. 圖 4-6. HCPL3120 內部電路示意圖 ............................................................ 53. 圖 4-7. Q5閘極驅動電路 ............................................................................... 54. 圖 4-8. 回授隔離電路 ................................................................................... 55. 圖 4-9. TL431 的內部電路示意圖與符號 ................................................... 56. 圖 4-10 輔助電源 1 電路圖 ........................................................................... 56 圖 4-11 MIW1026 的內部電路示意圖.......................................................... 57 viii.
(11) 圖 4-12 啟動電路 ........................................................................................... 58 圖 5-1. 單級全橋式交/直流變通型電源轉換器的模擬電路圖 .................. 60. 圖 5-2. 盲時控制電路中 74LS02 的輸入(之ㄧ 5V/div，之二 2V/div)與 輸出電壓(4V/div)波形...................................................................... 61. 圖 5-3. 660W輸出、220Vac輸入時UC3844 的輸出(10V/div)與開關Q5 的閘極驅動訊號(10V/div)................................................................ 62. 圖 5-4. 實測的盲時時間與儲能電容電壓的關係曲線圖 ........................... 62. 圖 5-5. 660W 輸出、220Vac 輸入時的儲能電容電壓(100V/div)波形 ..... 63. 圖 5-6. 330W 輸出、220Vac 輸入時的儲能電容電壓(100V/div)波形 ..... 63. 圖 5-7. 660W 輸出、220Vac 輸入時的輸入電感電流(8A/div)波形 .......... 64. 圖 5-8. 在 X 點處的輸入電感電流(5A/div)與 UC3844 的輸出電壓 (10V/div)波形.................................................................................... 65. 圖 5-9. 在 Y 點處的輸入電感電流(5A/div)與 UC3844 的輸出電壓 (10V/div)波形.................................................................................... 65. 圖 5-10 660W 輸出、220Vac 輸入時輸入電壓與電流的模擬波形 ........... 66 圖 5-11 660W 輸出、220Vac 輸入時輸入電壓(100V/div)與電流(4A/div) 的實測波形........................................................................................ 66 圖 5-12 660W 輸出、220Vac 輸入時的輸入電壓、電流與儲能電容電壓 變化的模擬波形................................................................................ 67 圖 5-13 實測 660W 輸出、220Vac 輸入時的輸入諧波電流 與 IEC 61000-3-2 class A 標準的比較圖......................................... 68 圖 5-14 330W 輸出、220Vac 輸入時輸入電壓與電流的模擬波形 ........... 69 圖 5-15 330W 輸出、220Vac 輸入時輸入電壓(100V/div)與電流(2A/div) 的實測波形........................................................................................ 69 圖 5-16 實測 330W 輸出、220Vac 輸入時的輸入諧波電流 與 IEC 61000-3-2 class A 標準的比較圖......................................... 70 ix.
(12) 圖 5-17 660W 輸出、220Vac 輸入時橋式閘極驅動訊號(10V/div)與橋 式開關電流(5A/div)波形.................................................................. 72 圖 5-18 660W 輸出、220Vac 輸入時輸出電感電流(2A/div)波形 ............. 72 圖 5-19 660W 輸出、220Vac 輸入時的輸出電壓(20V/div)波形 ............... 73 圖 5-20 660W 輸出、220Vac 輸入時輸出電壓漣波(0.5V/div)與輸出電 感電流(2A/div)波形.......................................................................... 73 圖 5-21 660W 輸出、110Vac 輸入時輸入電壓與電流的模擬波形 ........... 74 圖 5-22 模擬 660W 輸出、110Vac 輸入時的輸入諧波電流 與 IEC 61000-3-2 class A 標準的比較圖......................................... 75 圖 5-23 單級全橋式交/直流變通型電源轉換器功率級實體電路 (長 × 寬：30cm × 15cm)...................................................................... 76 圖 5-24 單級全橋式交/直流變通型電源轉換器回授控制級實體電路 (長 × 寬：22cm × 15cm)...................................................................... 76 圖 5-25 單級全橋式交/直流變通型電源轉換器輸出回授部份的實體電路 (長 × 寬：20cm × 15cm)...................................................................... 77. x.
(13) 表. 目. 錄. 表 2-1 IEC 61000-3-2 A 類的諧波電流規範 ................................................ 10 表 4-1 具有輸入電流修飾的單級全橋式交/直流變通型電源轉換器規格 40 表 4-2 功率開關相關規格 ............................................................................. 50 表 5-1 模擬 330W輸出、220Vac輸入時有加入變壓器線圈N1以及沒 有加入變壓器線圈N1的輸入電流諧波成份和THD ......................... 71. xi.
(14) 第一章 緒論. 1-1 研究動機 由於積體電路的半導體技術發展迅速，因此系統設計者以及電子產 品製造商都特別以輕、薄、短、小做為其產品的特色之一。傳統之線性 式電源供應器由於具有笨重的隔離變壓器、散熱片及冷卻風扇，而漸漸 地被高頻率的切換式電源供應器所取代。 此外，電源側的功因改善及諧波抑制亦是許多專家學者研究的重要課 題，目前已有許多國際法規針對電源產品的功因及諧波加以規範，以確保 這些電子產品不會造成電力品質的劣化。為了滿足這些需求，電源供應器 需加入功因修正電路。然而，加入功因修正電路卻會導致成本提高。 為了更進一步簡化電路和降低成本，近十年來在交/直流電源供應器的 設計上發展出一種新穎的設計方式：單級單開關(Single-Stage Single-Switch) 的架構 [1-5]。此設計大多將輸入電流修飾器(Input Current Shaper, ICS)的 升壓電感操作在非連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode, DCM)， 因此，在責任週期比（Duty Ratio, D）幾乎固定的情況下，利用升壓電感 的電流可自然追隨線電壓的方式來達成自發功因修正控制(Self Power Factor Correction, Self-PFC)，而省去了一般的功因控制器。且因為升壓電 感的電流是操作在DCM下，所以當開關在切換時，可在開關導通時達成零 電流切換。雖然當升壓電感的電流在全部的時間都操作在連續導通模式 (Continuous Conduction Mode, CCM)時也能達到功因修正的效果，但此情 況需要責任週期比隨著輸入電壓變動才能形成。因此，便多需要一個功因 控制器，如此ㄧ來，電路的複雜度與所需成本都會增加。所以選擇升壓電. 1.
(15) 感的電流操作在DCM下還是一個比較好的選擇。此設計僅用單一的控制回 路即可達成一般兩級架構的功能，在電子產品應用上非常具有吸引力。 因此，本論文的電路設計即以上述的單級架構為基礎，同時，配合全 橋式電源轉換器，主要在於開發ㄧ適用500瓦以上之具有輸入電流修飾的 單級全橋式交/直流變通型電源轉換器，並滿足世界各國對於電子產品的 相關諧波規範。雖然當單級式電路應用在高功率上時，升壓電感的電流峰 值會很大，但是只要慎選開關規格與升壓電感的鐵心，即可彌補這個缺 點。本論文將詳述具有輸入電流修飾的單級全橋式交/直流變通型電源轉 換器的設計過程與方法，並利用電腦模擬軟體Pspice來驗證理論之準確 性，最後完成一部輸入單相660瓦的電源轉換器以驗證實作之可行性。. 1-2 文獻回顧 近年來隨著電力電子設備的廣泛使用，其所造成之電源污染問題已經 愈來愈受到關注，尤其在交/直流電源轉換器設備的諧波污染與功率因數 問題特別備受重視。在歐洲、美國或日本等先進國家，對於電力電子產品 所產生的諧波量及功率因數，都被要求必須符合相關法規規定，如 IEC 61000-3-2[6]等標準規範。為了改善交/直流轉換器輸入端的電流波. 形、減少諧波成份與提高功率因數等問題，可加上功率因數修正電路。此 類的電路依組成元件的不同，又可分為被動式電路與主動式電路[7-10]。 目前所使用的主動式功因修正架構大多與直/直流轉換器各自獨立，使得 這類的電源轉換器需要兩級的形式完成，雖然可將功率因數提升到幾乎為 1，但也使得成本增加。 已有許多專家學者研究如何將功因修正電路與直/直流轉換器合併在 一起，即所謂的單級式電源轉換器[11-17]。這類的電路通常都包含兩個部 分，分別是輸入電流修飾器和直/直流轉換器。在設計時大多將ICS中的升. 2.
(16) 壓電感操作在非連續導通模式，利用升壓電感的電流可自然追隨線電壓的 方式來修飾輸入電流的波形，進而達成Self-PFC。雖然單級式電路的功率 因數沒有辦法像兩級式電路那樣輕易就達到0.99，但只要ICS設計得當，也 是可以保持在0.9以上，符合IEC 61000-3-2的規範。 為了要將單級式電路應用在高功率上，也可將其直/直流轉換器的部 分換成全橋式，有關將單級式電路應用在全橋式電源轉換器中已有多篇文 獻被提出[18-20]。文獻[18]所提出的電路可適用於一般全橋電路中，利用 兩組輸入電感與下臂開關晶體形成兩組升壓型功因修正電路，並利用矽控 整流體調整儲能電容電壓，但這也使電路變為更複雜。文獻[19]所提出的 電路最為簡單，文中在全橋式電路中加入電感、二極體與變壓器中加入一 組能反饋儲能電容電壓的輔助線圈。利用全橋電路切換時與輸入電感形成 升壓型功因修正電路，以減少電源側輸入電流諧波。在控制器方面則不適 用一般全橋相移式電路，其上臂與下臂的開關晶體切換工作週期為非對 稱，升壓電路的下臂切換週期約為上臂的ㄧ半。而輔助線圈的加入雖能有 效的降低輕載時儲能電容上的電壓，但卻會造成輸入電流波形的兩端有ㄧ 非線性區產生，這會使得功因降低。文獻[20]則是利用 TMS320F240 數位 訊號處理器作為控制器，雖可獲得良好的功因改善，但卻未對輕載時儲能 電容電壓的問題提出解決方法，且控制器過於昂貴並不符合成本效益。. 1-3 論文架構 本論文的內容架構一共分為六個章節，各章節內容概述如下： 第一章： 說明本論文的研究動機以及文獻的回顧。 第二章： 首先對於兩級式中的功因修正電路與直/直流轉換器作ㄧ簡單的 回顧，再對單級式功因修正電路的背景作ㄧ說明。. 3.
(17) 第三章： 對於本論文所使用的電路，具有輸入電流修飾的單級全橋式交/ 直流變通型電源轉換器的設計過程及動作原理作詳細的說明。 第四章： 對於實體電路設計流程做ㄧ個詳細的說明。 第五章： 實際製作ㄧ台具有輸入電流修飾的單級全橋式交/直流變通型電 源轉換器，並對系統電路進行量測與討論。 第六章： 總結本論文之研究成果與主要貢獻，並提出數點建議，供未來研 究之參考。. 4.
(18) 第二章 功因修正電路與直/直流轉換器的回顧. 2-1 前言 ㄧ般交/直流電源轉換器，係由功因修正級與輸出穩壓級(直/直流轉換 電路)兩個電路所組成。由於電子產業的蓬勃發展，電源轉換器的需求日益 增加，在電子產品中，不論是數位或類比系統，皆需ㄧ穩定的電源來供應 系統工作。電源可以來自市電、電池，甚至太陽能提供，但要能供應至電 子產品，則一般須將交流電源轉換為直流電源，再進一步將直流電壓降壓 或升壓至系統所需之電壓。 在無功因修正電路的電源轉換器中，只有在交流電源與穩壓電路之間 加入橋式整流器與濾波電路，使交流輸入轉換為平穩的直流。雖然此一架 構簡單，但是因為橋式整流二極體的特性，導致輸入電流發生畸變，無法 保持正弦波的形式，因此諧波加大，造成功率因數降低。而諧波會對電源 污染，在環保意識日益提高的現況下，先進國家陸續修訂各項能源法規， 如 2001 年 1 月，歐盟就修定標準 EN61000-3-2[21]，規定所有 75W 以上的 電子產品，均須有功率因數修正的功能，否則不得在歐洲銷售，這也迫使 相關的廠商及專家學者，積極投入這方面的研究。本章將會依目前市場上 常見的功因修正電路與直/直流電路拓墣加以介紹。. 2-2 功因修正電路現況說明 功因修正電路主要可分為被動式與主動式兩大類，被動式功因修正電 路主要是由電感及電容所組成，此種功因修正電路架構簡單，設計容易， 而且可靠度佳。但是因為市電頻率只有 50Hz 或 60Hz，使被動式功因修正 5.
(19) 電路其電感及電容的體積與重量皆甚大。目前，被動式功因修正電路，較 少應用在商用的電源供應器上。 被動式功因修正電路係利用電感與電容來補償交流輸入端的電壓與 電流之間相位差來提升功率因數，其功率因數大多介於 0.7~0.8 之間，此 類電路雖具有低電磁干擾及設計容易的優點，但因其工作頻率無法提高， 使得電感電容的體積過大，故被動式功因修正電路ㄧ般用在大功率的場 合，如電力系統、捷運、高鐵等。 主動式功因修正電路則利用控制器與切換開關等元件，迫使輸入電流 能與輸入電壓同相，減少其相位差。此類電路的功率因數幾乎可以接近 1。 此外，因為切換在高頻，故可使用較小的輸入電感與濾波電容，而且當輸 入電壓變化時亦可達到功因修正的功能。此類電路已廣泛的應用在各式電 力電子產品上，目前由於電力電子相關技術的發展迅速，使得功因修正控 制器的功能增強，體積日益減小，可靠度更高。目前如筆記型電腦等之電 源供應器亦大多使用主動式功因修正的方式來改善功因，以達到良好的性 能。 目前由於國際標準的要求與電力電子技術的進步，已使得功因修正電 路可用於低成本低功率的商用級電源上。EN61000-3-2 已在 2001 年明文規 定 75~1000W 的商用電源，皆須符合諧波規範，使得功因修正電路的重要 性日益增加。. 2-3 功率因數的定義 所謂功率因數修正(Power Factor Correction, PFC)，就是將輸入電流修 飾成與輸入電壓波形同相位的正弦波，進而降低電流諧波成分以期達到最 好的能源利用率。 當我們將輸入電壓與電流以向量來表示時，假設輸入電壓、電流均為. 6.
(20) 正弦波，則電力設備提供的電力稱為視在功率(Apparent Power)： S = VS I S. (2-1). 其中 VS 為輸入線電壓均方根值， I S 為輸入線電流均方根值。但如果此時負 載為電感性負載的話，電流相位將落後電壓相位；反之，如果是電容性負 載的話，就會造成電流相位超前電壓相位的情形，如此一來，負載實際所 得到能量-實功率為 P = Re[ S ] = VS I S cos φ. (2-2). 其中 φ 為 VS 與 I S 的相角差，為V與同相之電流分量 I P = I S cos φ 之乘積，而 虛功率 Q = Im[S ] = VS I S sin φ. (2-3). 無法被負載所利用，因此功率因數(Power Factor, PF)定義為 PF =. P P = = cos φ S VS I S. (2-4). 然而，在真實的情況下，大部分的隔離式電源供應器都有一個非正弦波的 輸入電流，這是因為這些電源供應器輸入端皆使用一個橋式整流和輸入濾 波電容，只有當 AC 輸入電壓超過電容電壓時，才會產生電流對電容充電， 此時輸入電流將含有大量的諧波成分，而電流除了基本波以外，諧波的部 分對於負載功率並沒有貢獻，因此，當輸入電流波形不再是正弦波時，功 率因數的定義將修正為 PF =. VS I S1 cos φ1 I S 1 cos φ1 = VS I S IS. (2-5). 其中IS1為一次諧波電流，φ1 為其與VS的相角差。我們定義位移因數(Displace Power Factor, DPF) DPF = cosφ1 ，因此非正弦式電流之功率因數可重寫為 PF =. I S1 DPF IS. 若論及總諧波失真度(Total Harmonic Distortion, THD)，定義為 7. (2-6).
(21) I S − I S1 2. %THD = 100 ×. 2. I S1. (2-7). 則功率因數亦有另一種表示法 PF =. 1 1 + THD 2. DPF. (2-8). 2-4 IEC61000-3-2 的規格 在環保意識日益提高的現況下，先進國家陸續修訂各項能源法規，以 目前較新且較常用的IEC（International Electrotechnical Commission, IEC） 61000-3-2來說，此規範詳述了由待測設備所產生之輸入電流諧波成分之限 制值，主要應用於每相輸入電流最高16A(含)以下之電機與電子設備，並依 設備之使用時間、同時使用程度及電流波形之類似程度等因素為考量，將 設備作A至D之分類，分類流程圖如圖2-1所示。. 8.
(22) 平衡三相設備. 是 A類. 否. 可攜帶式工具. 是 B類. 否. 照明設備. 是 C類. 否 設備具特殊電 流波形且功率 P ≤ 600W. 是. 具相角控制 之馬達設備. 否 D類. 是. 否. 圖 2-1 IEC61000-3-2 設備分類流程圖. A類：平衡式三相設備和下列分類以外之所有其他設備。 B類：攜帶型工具。 C類：照明設備，包含調光裝置。 D類：具有特殊電流波形，且輸入功率P≦600 W之設備。 因本文最後完成一部輸入單相660W的電源轉換器，應屬A類設備，表 2-1列出詳細的A類諧波限制值[22]。. 9.
(23) 表 2-1 IEC 61000-3-2 A 類的諧波電流規範 Harmonic wave. Maximum permissible. Order n. harmonic current (A). 3. 2.30. 5. 1.14. 7. 0.77. 9. 0.40. 11. 0.33. 13. 0.21. 15≦n≦39. 0.15 ×. 15 n. 2-5 升壓型轉換器功因修正性能分析 升壓型轉換器(Boost Converter)在 Boost 電感操作於 DCM 時，電路本 身就具有功因修正的能力(Self-PFC)，並不需要再額外加入功因修正電路及 控制器，亦不需再回授輸入電流波形。因此當使用這種電路架構來提升功 率因數修正性能時，可以達到電路簡化與成本降低的優點。 由於交/直流轉換器的切換頻率高出線電壓的頻率非常多，因此，在一 個切換週期 TS 內，線電壓及儲能電容電壓變化甚小，可以假設為常數。同 時在穩態操作下，由於閉迴路的脈波寬度調變(Pulse Width Modulation, PWM)控制使得輸出電壓保持在一定值，因此責任週期比的變化非常微 小，可以近似為一常數。以下針對升壓型轉換電路做一說明。. 10.
(24) z. 升壓型轉換器：. i1. S. L. D. +. ON. + v1. S. C. R. vO. OFF v1 ( t ) DTS L. i1 (t ). -. -. DTS. TS. D1TS. Boost converter. (a) Boost 轉換器. iI (t). iI (t). Vo. vI (t). − Vo. vI (t). t (b)輸入 V-I 特性曲線 圖 2-2 Boost 轉換器的 V-I 關係圖. 11. t.
(25) 利用圖 2-2(a)可以計算出一個切換週期裡的平均輸入電流 1 il ,avg (t ) = TS. 其中 D1 = D. 2 vl (t ) ⎤ D TS vl (t)VO ⎡1 ⎢ 2 ⋅ ( D + D1 )TS L DTS ⎥ = 2 L V − v (t) ⎦ ⎣ O l. (2-9). V1 ，假設 D1 = 0 ，則式(2-9)可表示為 VO − V1. D 2 TS il ,avg (t ) = vl (t ) L. (2-10). 由式(2-9)可得圖 2-2(b)，由圖中發現，輸入電壓、電流的關係近似於 線性。由式(2-10)可發現造成輸入電壓、電流非線性的原因是 D1 ，如果 D1 = 0 ，輸入電壓、電流將成線性關係，因此如果 D1 越小，輸入電壓、電. 流的關係將越趨於線性。 D1 即是 Boost 電感的放電時間，因此只要提高輸 出電壓 VO ，就可以將 D1 減小。整體來說，Boost 架構還是擁有良好的 Self-PFC 效果。 其他如圖 2-3、2-4 分別為降壓型(Buck Converter)與降升壓型轉換器 (Buck-Boost Converter)操作在 DCM 的關係圖。由圖 2-3 可發現當 Buck Converter 的輸入電壓小於輸出電壓 VO 時，就會形成輸入電流為零的死帶 (Dead Band)，造成平均輸入電流失真，因此 Buck 轉換器不是一個好的 Self-PFC 架構。而由圖 2-4 可知，理論上來說 Buck-Boost 架構的 Self-PFC 效果是相當完美的，但不幸的是，Buck-Boost 轉換器有兩個缺點：輸入電 壓與輸出電壓極性相反，也就是說輸入電壓與輸出電壓的地並不是相通的 （Common Ground）以及功率開關需要浮接驅動器(Floating Driver)才能驅 動。. 12.
(26) z. 降壓型轉換器：. i1. S. S. L. + ON. + v1. D. C. R. vO. OFF v1 (t ) − Vo DTS L. i1 (t ). -. -. DTS. TS. Buck converter. (a) Buck 轉換器. i I (t ). iI (t ). − Vo v I (t ). Vo. vI (t). t (b) 輸入 V-I 特性曲線 圖 2-3 Buck 轉換器 V-I 關係圖. 13. t.
(27) z. 降升壓型轉換器：. (a) Buck-Boost 轉換器. iI (t). iI (t). vI (t). t. vI (t). t (b) 輸入 V-I 特性曲線 圖 2-4 Buck- Boost 轉換器 V-I 關係圖. 由以上分析可以發現，Boost 電力轉換架構在 PFC 效果上有不錯的表 現，所以，Boost 電力轉換器是應用 Self-PFC 時，一個較為適當的選擇。. 14.
(28) 2-6 升壓型轉換器功因修正的控制方法 升壓型功因修正電路，其電感上的電流即為輸入電流。在電路控制上 可分為連續導通模式與非連續導通模式兩種。 連續導通模式，由於輸入電流為連續，所以電磁干擾較不明顯，所需 的濾波器也較小。另ㄧ方面，其平均電流與峰值電流的差距不大，對於切 換開關的電流應力需求也較小，故較適合用在大功率的場合，但是因為電 流為連續，沒有電流為零的狀態，所以無法直接應用於柔性切換 (Soft-Switching)來減少開關的切換損失。 非連續導通模式由於每個切換週期內電感上的電流都會降至零，所以 開關在每次導通前都是在零電流的狀態，所以較易達成柔性切換，切換損 失較小，但是因為其峰值電流過大，使得開關上流過的電流脈動量甚大， 所以對於切換開關的電流應力需求較大。此外，非連續導通模式通常不需 要複雜的回授及控制，故硬體電路較為簡單。 升壓型功因修正的方法依電感電流操作模式分為乘法器控制法 (Multiplier Control Approach)及電壓隨耦法(Voltage Follower Approach)，前 者為電感電流操作在連續導通模式，後者為電感電流操作在非連續導通模 式。以下則分別介紹這兩種方法：. 2-6-1 乘法器控制法 乘法器控制法如圖 2-5 所示，此種方法的特色在於需要乘法器來達到 控制的目的；通常可將整個控制系統分成內迴路及外迴路兩部分：內迴路 為電流控制，外迴路則是電壓控制；藉著乘法器將輸入電壓訊號及控制訊 號相乘，作為輸入電流欲追隨的訊號。而電感電流主要是操作在連續導通 模式，根據電流控制的方式則可再細分成(a)平均電流控制法(Average Current Control)、(b)峰值電流控制法(Peak Current Control)、(c)磁滯電流控 15.
(29) 制法(Hysteresis Current Control)等[23,24]。. 圖 2-5 乘法器控制法. (a)平均電流控制法 平均電流型控制是屬於定頻控制的輸入電流波形，如圖2-6所示。平均 電流型控制具有較低的諧波量，此方式主要是透過一個雙迴路的控制方式 以達到高功因的目的，將其電感電流信號與鋸齒波信號相加。當兩信號之 和超過參考電流 i ref 時，開關截止；當其之和小於參考電流 i ref 時，開關導 通。取樣電流來自實際輸入電流(電感電流)而不是開關電流。用於平均電 流型控制的IC有UC3854、TK83854、ML4821等。. 16.
(30) 圖 2-6 平均電流模式示意圖. (b)峰值電流控制法 峰值電流型控制是屬於定頻控制的輸入電流波形，如圖2-7所示。當開 關在恆定的時間週期內導通，輸入電流上升到參考電流 i ref 時，開關截止。 使電感電流 i L 追隨參考電流 i ref 之命令值。主要優點是其電流變化不像非連 續導通模式時來的大，屬於非脈衝式電流，因此EMI干擾就比較低。它的 缺點在於電感電流的平均值在接近零交越點附近有零交越失真的現象，而 需要斜率補償器。而可實現峰值電流控制的IC以目前來說市面上有 ML4812、ML4819、TK84812、TK84819等。. 圖 2-7 峰值電流模式示意圖. (c)磁滯電流控制法 磁滯控制的輸入電流波形，如圖2-8所示。開關導通時電感電流上升，. 17.
(31) 上升到參考電流上限邊界值 iref + 時，磁滯比較器輸出信號，使開關截止， 電感電流下降；當下降到參考電流下限邊界值 iref − 時，磁滯比較器輸出高 電壓信號，開關導通，電感電流上升，如此循環週期性動作，而適當的調 整磁滯寬度可以達到電流精準的控制。此方法的優點為：電路簡單易實 現，輸入電流失真較低；缺點為：操作在變頻控制，濾波器不易設計。. 圖 2-8 磁滯電流模式示意圖. 2-6-2 電壓隨耦法 電壓隨耦法是將電感電流操作在連續與非連續導通邊界，或是非連續 導通的模式，其控制電路與輸入電流波形如圖 2-9、圖 2-10 所示。 L. D. +. iL Q. C. Vac. LOAD. Vo. -. Low-pass Filter PWM Controller Verror Reference Voltage. 圖 2-9 電壓隨耦法 18.
(32) (a) 電感電流操作在連續與非連續導通邊界示意圖. (b) 電感電流操作在非連續導通模式示意圖. 圖 2-10 電壓隨耦法輸入電流波形示意圖. 在電壓追蹤控制方式下，工作在非連續導通模式或邊界模式的功因修 正電路其優點為：電路設計較乘法器控制法簡單，可以省掉乘法器與電流 感測器；缺點為：切換開關需承受的電流應力較大。. 2-7 直/直流轉換器電路的回顧 直/直流轉換器的產業結構，主要可分為控制積體電路、電力電子開 關、磁性元件等相關被動零組件，最後才是成品，而台灣的電子產業，在 這幾個方面皆在全世界占有一席之地。. 19.
(33) 電源轉換器應用範圍非常的廣泛，小至 1~2 瓦的充電器，大至上千瓦 輸出的通訊與工業設備用之直流供電系統，也因功率大小的不同，與市場 價值差異，所使用的電路架構亦有所區分。依目前市場上常見的電路，分 別是返馳式(Flyback)、順向式(Forward)、推挽式(Push-Pull)、半橋式(Half Bridge)、全橋式(Full Bridge)等。 圖 2-11 為反馳式電路簡圖，返馳式電路大多應用在 150W 以下小功率 的場所。返馳式的優點在於變壓器兼作儲能電感，所以架構簡單、成本低 廉。以成本的角度來說，它是所有轉換器中最簡單且成本最低的架構。. 圖 2-11 反馳式電路簡圖. 如圖 2-12 為順向式電路簡圖，順向式的結構較返馳式複雜，變壓器不 做儲能電感，所以變壓器的損失較小，但需要多ㄧ儲能電感 Lo 與去磁繞組 N 3 。順向式電路可應用在 150W 至 400W 之間的電源轉換器，如個人電腦. 電源等。. 20.
(34) 圖 2-12 順向式電路簡圖. 圖 2-13 為推挽式電路簡圖，其架構是由兩個互為反向工作的順向式轉 換器所組成，推挽式轉換器的兩個功率開關的源極端都是接地，對於驅動 電路的設計較為容易，但功率開關必須承受兩倍的輸入直流電壓。推挽式 轉換器目前也應用於 150W 至 400W 之間的電源轉換器，常用於小型不斷 電系統中的升壓電路與通訊電源上使用。 n：1. D1. Lo +. N2. N1. CO. R. VO -. + N1. C1. V in. N2. S1. D2. S2. -. 圖 2-13 推挽式電路簡圖. 半橋式轉換器如圖 2-14 所示，不同於推挽式轉換器，上臂開關必須隔 離驅動，但功率開關耐壓只須承受ㄧ倍的輸入直流電壓，目前大多應用在 數百瓦的電源轉換器上。. 21.
(35) n：1. D1. Lo +. + N2 C1. CO. S1. R. VO -. N1. V in C2. N2. S2. D2. -. 圖 2-14 半橋式電路簡圖. 全橋式電源轉換器比半橋式多了兩個功率開關，如圖 2-15 所示，比較 全橋式和半橋式的電路，使用相同規格的功率晶體，全橋式電路的輸出功 率可以比半橋式電路大一倍，所以目前常應用在 500W 以上至數千瓦的電 源轉換器。. 圖 2-15 全橋式電路簡圖. 在各式各樣的電源轉換器中，架構上雖然不盡相同，但基本上都是利 用功率開關來做切換的動作。伴隨著控制開關的切換，並搭配儲能元件， 將能量作適當形式的轉換，然後傳送到輸出。由於本文所設計的電源轉換 器的輸出功率大於 500W，所以選用全橋式電源轉換器作為電路架構。. 2-8 單級功因修正電路 主動式功因修正電源轉換器依控制器的數目大致可區分為：兩級式及 22.
(36) 單級式兩種。兩級式功因修正電源轉換器其功因修正級與直/直流轉換級 分開，為兩個獨立的架構；單級式功因修正電源轉換器是由兩級式電路所 衍生而來的，主要目的是為了降低電路成本。單級式電路在不影響功能的 原則下，將功因修正級與輸出穩壓級合併，共同使用一個切換開關與控制 器，同時達到對輸入電流波形整形與穩定輸出電壓的功能。. 2-8-1 背景說明 單級功因修正電源轉換器，近年來已有許多學者與專家投入心力研 究，並有許多相關的研究成果[25-27]。將兩級功因修正電路演變為單級功 因修正電路的方法由文獻資料大致可歸納為三種：(a)擾動訊號法、(b)元件 移位法、(c)同步切換法。以下則分別介紹這三種方法： (a)擾動訊號法 由於傳統的電容式整流電路，只有在電源電壓超過電容電壓時，輸入 電流才會流動，使得整流二極體只有在短暫的時間內導通，這會造成電流 失真與功因低落，為了克服此一現象，延長整流二極體導通時間，在電路 中加一擾動訊號，藉由擾動訊號增加整流二極體導通的時間，降低輸入電 流諧波成份。 (b)元件移位法 元件移位法係在不改變電源轉換器功能的原則下，將前後兩個電源轉 換器中的開關、電容與電壓源逐步拉近，使得彼此的切換開關、電容及電 壓源能合而並之。以 BIFRED(Boost Integrated with Flyback Rectifier/Energy Storage/DC-DC Converter)電路說明：利用元件位移的技術將如圖 2-16(a) 中的升壓型功因修正電路與返馳式電源轉換器兩個電路經由移動儲能電 容的相對位置，將兩個開關 S1 、 S 2 合併成ㄧ個開關，如圖 2-16(b)所示。. 23.
(37) (a) 兩級式功因修正電源轉換器. (b) BIFRED單級功因修正電源轉換器. 圖 2-16 使用元件移位法的電路. 前級電路(功因修正級)與後級電路(輸出及穩壓級)作元件移位時，必須 滿足以下原則： 1.切換開關ㄧ端為接地：切換開關ㄧ端為接地較易驅動，也易於合併。 2.輸入電感要小：輸入電感夠小，使電感電流能在每ㄧ次切換週期內完全 地充放電。 利用元件位移法將前後兩級合併起來，電路極為簡易，不需外加任何 元件，即可取代切換開關。但整合後轉換器元件的動作與整合前會有些許 不同，所以此方法在實際應用上會有所限制。. 24.
(38) (c)同步切換法 同步切換法是利用元件移位法與擾動訊號法的概念所衍生出來的架 構。圖 2-17 為同步切換法所形成的單級式功因修正電源轉換器，不同於元 件移位法，儲能電容不再串接，而是與兩級式電路ㄧ樣並接，但多了二極 體 D2 。. (a) 兩級式功因修正電源轉換器. (b) 同步切換法單級式功因修正電源轉換器. 圖 2-17 使用同步切換法的電路. 使用同步切換法合併開關時，必須滿足下列兩個原則： 1.前級與後級的切換開關必須同時導通或截止，即開關必須同步切換才可 合併。 2.切換開關必須有共同的電力參考點。 25.
(39) 以上所討論的單級電路演變的概念各有特色，但有ㄧ共同特點，若將 電路ㄧ次側操作在非連續導通模式下，則天生上具有輸入電流追隨輸入電 壓波形的特性，使得功因修正的效果最好。其中同步切換技術在實際應用 上更具彈性，因為整合後之新電路其元件動作與整合前完全ㄧ致，差別只 在於切換開關被二極體所取代。. 26.
(40) 第三章 單級全橋式交/直流變通型電源轉換器. 3-1 前言 具有輸入電流修飾的單級全橋式交/直流變通型電源轉換器是利用 2-8 節所述之方法，將功因修正電路整合至直/直流轉換電路中。而直/直流 轉換電路又依輸出功率需求的不同可分為返馳式、順向式與橋式電路等， 所以單級式電源轉換器亦因所搭配的直/直流電路的不同，而衍生出各種不 同的電路，來達到 Self-PFC 與穩定輸出電壓的功能。由於本文所設計的電 源轉換器的輸出功率大於 500W，所以選用全橋式電源轉換器作為電路架 構。以下將簡介設計電路的過程，說明如何由單級單開關電路衍生至具有 輸入電流修飾的單級全橋式交/直流變通型電源轉換器： 單級單開關交/直流電源轉換器[28]將功因修正級與輸出穩壓級合 併，如圖 3-1 所示，利用兩個二極體且只使用一個切換開關與控制器，若 這轉換器被操作在非連續導通模式下工作，則它能同時達到自動修正輸入 電流波形以提升功率因數值與穩定輸出電壓的功能。但單級返馳式交/直流 轉換器的輸出功率不高，大多應用在 150 瓦以下。為了要得到在高功率的 輸出，有人將上述電路的架構應用在全橋式[29]上，如圖 3-2。. 27.
(41) 圖 3-1 單級單開關交/直流電源轉換器. 圖 3-2 單級全橋式交/直流電源轉換器. 雖然這個電路具有同時達到修正輸入電流波形以提升功率因數值與 穩定輸出電壓的功能。但此電路在 660W 的應用上，且輸入電壓為 220V 時，因為在輕載工作時，儲能電容電壓的最大值很難保持在 450V 以下， 而且功率因數只能到達 0.84。因此有人提出另一種降低儲能電容電壓的方 法，即在輸入電流修飾器的部分，多加了額外的變壓器線圈[30]，如圖 3-3 所示。. 28.
(42) 圖 3-3 加入額外變壓器線圈的單級全橋式交/直流電源轉換器. 圖 3-3 電路應用在 660W，且輸入電壓為 220V 時，因加入額外的變壓 器線圈 N1 回授儲能電容電壓 VC1 ，經由適當的調整變壓器 n1 / n3 的比值，可 在輕載的時候，將儲能電容電壓的最大值保持在 450V/dc 以下。雖然加入 額外的變壓器線圈 N1 可降低儲能電容電壓，但是此方法有ㄧ副作用，在輸 入的正弦電壓開始不為零時，電流仍會持續一段時間為零，如圖 3-4，此 時輸入電流不會流入轉換器中，這段時間稱為死帶(Dead Band)，這個副作 用會使得功率因數下降。整體來說還是可以將功率因數提高到 0.89。但是 仍然無法滿足需求，為了要能更提高功率因數，且使電路工作在輕載時能 將儲能電容電壓的最大值保持在 450V/dc 以下，因而設計了圖 3-5 的電路。. iac (t ). t. 圖 3-4 含死帶的輸入電流波形. 29.
(43) 圖 3-5 具有輸入電流修飾的單級全橋式交/直流變通型電源轉換器. 因為在圖 3-3 的電路中，有死帶的時間存在。為了改善此一問題，在 設計時，將圖 3-3 電路中輸入電流修飾器的變壓器線圈 N1 方向顛倒，如圖 3-5 電路。這是為了使輸入從一開始就有電流流入這個電路，讓輸入電流 波形有機會更接近正弦波，可降低總諧波失真，提升功率因數，如圖 3-6 所示。另外，此電路使用了ㄧ個開關，利用調整其責任週期比來控制儲能 電容電壓 VC1 的最大值。且仍可和全橋式開關使用同一個 PWM 控制器，只 需另外加上一個盲時控制電路。 這個電路在 660W的應用上，且輸入電壓為 220V時，除了可將功率因 數提高到 0.96 之外，還可在電路正常工作時，無論全載或半載，將儲能電 容電壓的最大值保持在 450V/dc以下，同時也可以將全橋式直/直流轉換器 的開關電流降低，因為多加了開關Q5幫忙分攤輸入電流，所以全橋式的開 關晶體 Q1 ~ Q4 便不需使用高耐流的開關晶體，可降低成本。. 30.
(44) iac (t ). t. 圖 3-6 不含死帶的輸入電流波形. 3-2 儲能電容電壓限制的原理說明 由於控制電晶體 Q5 開關的時序可由UC3844等PWM控制器加上盲時 控制電路(Dead Time Control)而成，因此不需額外的控制器。所以使用 Q5 和 Lin 構成升壓型功因修正電路時，當輸入電流為非連續時，儲能電容 C1 上的. 跨壓，可由圖3-7中推導得知。. 圖 3-7 在非連續導通模式下的輸入電感電流與電壓波形. VC1 = Vin +. (Vin − VN 1 ) D ∆1. (3-1). 其中D為 Q5 的責任週期比， ∆1Ts 為輸入電感電流放磁的時間，且忽略二極 31.
(45) 體的順向壓降。 但當負載為半載時，而 Q5 的責任週期比為固定，此時儲能電容上的充 放電能量不平衡，儲能電容電壓在每次切換週期內不斷的提升，造成儲能 電容電壓過高的問題。在一般兩級式功因修正電路中，功因修正控制器會 有輸入電壓回授，可以藉由此回授調整 Q5 的責任週期比，使儲能電容電壓 能維持在一定範圍。但單級全橋式交/直流變通型電源轉換器中的全橋控 制器只有對二次側的輸出電壓做訊號回授，調整全橋電路的責任週期比來 穩定輸出電壓。所以儲能電容電壓過大的問題，無法藉由調整 Q5 的責任週 期比來降低電容電壓，此為單級全橋式交/直流變通型電源轉換器的缺 點。而為了能有效降低儲能電容電壓，就必須由控制器做改善。本文提出 盲時控制法來改善這個問題。如圖 3-8 所示。. VGS1, 2. t. VGS 3, 4. t. VGS 5. t Dead time. Dead time. 圖 3-8 盲時控制示意圖. 將盲時加得越大，將會使得切換晶體 Q5 的責任週期比變小，而當 Q5 的 責任週期比也就是升壓型功因修正電路的責任週期比越小，則輸入電感上 的儲能越少，儲能電容上的電壓也就越低。因此，調整盲時大小，將能有 效降低單級電路儲能電容上的電壓，即使電路工作在半載，儲能電容電壓 的最大值也能保持在 450V/dc 以下。. 32.
(46) 3-3 新架構電路之動作原理說明 圖 3-9 為具有輸入電流修飾的單級全橋式交/直流變通型電源轉換 器，這個電路中的 Boost 電感 Lin，變壓器線圈 N1，三個功率二極體 D2 、 D3 與 D4 ，切換開關 Q5 ，儲能電容 C1 ，一起組成具有輸入電流修飾功能的升 壓型電路。其中 N1 為額外加入的變壓器線圈，用來回授儲能電容電壓 VC1 。 另外，電路中的四個切換開關 Q1 、 Q2 、 Q3 與 Q4 ，儲能電容 C1 ，變壓器線 圈 N 2 和 N 3 ，兩個功率二極體 D5 與 D6 ，輸出電感 Lo 與輸出電容 C2 則組成 穩定輸出電壓的全橋式轉換電路。在整個電路正常工作時，Boost 電感 Lin 操 作在非連續導通模式，全橋轉換器則操作在連續導通模式。. 圖 3-9 具有輸入電流修飾的單級全橋式交/直流變通型電源轉換器. 為了對此新架構電路(圖 3-9)的工作原理做一個詳盡的敘述，在此將電 路的所有切換模式分成四個模式，由於模式 5 之後的電路動作原理與模式 1~4 呈現對偶的形式，所以在此只說明模式 1~5 的動作原理，並配合圖 3-10 的波形來進行說明。. 33.
(47) iLin. iQ1, 2. iQ 3, 4. iQ 5. iC1 iD 5. iD 6. VN 1. VN 2 VN 3. VGS1, 2 VGS 3, 4. VGS 5. t1 t 2. t3. t 4 t5. 圖 3-10 在一個切換週期內的重要電壓與電流波形 34.
(48) 電路區間工作原理如下： 模式 1：能量傳送區間( t1 ≤ t < t 2 ) 一開始，開關 Q1 和 Q2 是導通的， Q5 截止，此時變壓器電壓 V N 2 等於儲 能電容電壓 VC1 ， i N 2 ( iC1 )則為磁化電流加上 i N 3 反射回來的電流和。在輸入 電感 Lin 部分，因為這個時候儲能電容電壓 VC1 比輸入電壓還大，所以二極 體 D4 截止，且輸入電感電流 i Lin 為零。在輸出端部分，二極體 D5 導通，輸 出電感電流 i Lo 線性上升。轉換器一次側進入能量傳遞模式，能量經由變壓 器一次側傳送至二次側的負載，並對輸出電感 Lo 及輸出電容 C2 充電。由圖 3-11中可得： V N 1 = −VC1 ×. n1 n2. V N 2 = VC1. V N 3 = VC1 ×. (3-2) (3-3). n3 n2. (3-4). iQ1 = iQ 2 = i N 2 (忽略漏電感). (3-5). diLo VN 3 − Vo = dt Lo. (3-6). 其中 n1 、 n2 、 n3 為變壓器線圈 N1 、 N 2 、 N 3 之線圈數，且忽略二極體的順 向壓降。. 35.
(49) 圖 3-11 t1 ≤ t < t 2 的電流迴路. 模式 2： Q5 導通區間( t 2 ≤ t < t 3 ) 在這個區間 Q1 、 Q2 導通，儲能電容電壓 VC1 比輸入電壓高，輸入本來 不會有電流，但藉由將開關 Q5 導通，使得輸入電流在此區間不為零，以提 升功率因數。由於控制電晶體 Q5 開關的時序可由UC3844等PWM控制器加 上盲時控制電路而成，因此不需額外的控制器。此時開關 Q5 導通，二極體 D4 仍然截止，輸入電感電流 i Lin 等於開關電流 iQ 5，i N 2 則為磁化電流加上 i N 3. 和 i N 1 反射回來的電流和。輸出端仍然由 D5 導通， i Lin 和 i Lo 都是線性上升， 能量繼續從儲能電容 C1 經由變壓器被轉移到負載。由圖3-12中可得： di Lin Vac ,rec − V N 1 = dt Lin. 其中 Vac ,rec 為交流輸入電壓經橋式整流後的電壓值。. 36. (3-7).
(50) 圖 3-12 t 2 ≤ t < t 3 的電流迴路. 模式 3：對 C1 充電區間( t 3 ≤ t < t 4 ) 此區間開關 Q1 、 Q2 和 Q5 截止。這個時候二極體 D2 、 D3 及 D4 導通，輸 入電感電流 i Lin 流經二極體 D4 並對儲能電容 C1 充電。V Lin 變成輸入電壓減儲 能電容電壓 VC1 ，因為是負值，所以輸入電感電流 i Lin 會線性減少，輸出電 感電流 i Lo 也是線性減少。因為二極體 D5 和 D6 會同時導通，因此 V N 2 變成 零，且因為變壓器磁化電流反射到 N 3 的值，使得 i D 6 會大於 i D5 。由圖3-13 中可知， V N 1 = 0 、 V N 2 = 0 以及 V N 3 = 0 ，輸入與輸出電感電流變化率如下: diin Vac ,rec − VC1 = dt Lin. (3-8). di Lo − Vo = dt Lo. (3-9). 37.
(51) 圖 3-13 t 3 ≤ t < t 4 的電流迴路. 模式 4： I Lin 降到零區間( t 4 ≤ t < t 5 ) 在這個區間，如圖3-14，輸入電感電流 i Lin 降到零，則二極體 D2 、 D3 和 D4 截止。在輸出端部分，此時二極體 D5 和 D6 還是會同時導通，輸出電感. 電流變化率與式(3-9)相同：. 圖 3-14 t 4 ≤ t < t 5 的電流迴路. 模式 5：轉向區間( t > t 5 ) 又接著循環類似區間一(模式1)，只是導通開關由 Q1 、Q2 變成 Q3、Q4 ， 如圖3-15。. 38.
(52) 圖 3-15 t > t 5 的電流迴路. 進入模式 6 後，其動作原理將類似模式 2，只是流經 N1 、 D2 的電流路 徑改為流經 N1 、 D3 。. 39.
(53) 第四章 硬體電路設計與研製. 4-1 系統簡介 本文所研製的具有輸入電流修飾的單級全橋式交/直流變通型電源轉 換器規格如表 4-1 所示，而整個系統架構如圖 4-1，主要由三個部分所組 成：(a)輸入級(b)功率級(c)回授控制級。. 表 4-1 具有輸入電流修飾的單級全橋式交/直流變通型電源轉換器規格 輸入電壓. 交流 220V. 輸出電壓. 直流 100V. 切換頻率. 60k Hz. 滿載時負載電流. 6.6A. 滿載時輸出功率. 660 瓦. 滿載時功率因數. >0.95；符合 IEC61000-3-2 classA. 滿載時儲能電容電壓. 350V. UC3844 的責任週期比 0.3 Q5的責任週期比. 0.15. 40.
(54) 圖 4-1 系統方塊圖. (a)輸入級： 包括 EMI 濾波器和橋式整流電路。其中 EMI 低通濾波器主要有二個 功能： 1.限制諧波失真，使其能維持在 IEC61000-3-2 class A 的標準內。 2.防止連接在同一電力系統的電器裝置所產生的傳導性電磁雜訊，經由電 源導線而彼此互相干擾。. (b)功率級： 交/直流轉換器的核心技術部分主要含括：輸入電流修飾器和全橋式直 /直流轉換器。 1.輸入電流修飾器部份 本文電路所使用的 ICS 級架構是升壓式電路，藉由主動開關的切換，進行 電感能量的儲存與釋放，以提供一個較穩定的輸出，並將輸入電流修正至 符合 IEC 61000-3-2 classA 的要求之內。 2.全橋式直/直流轉換器 全橋式直/直流轉換器最主要的功能為隔離、濾除電源倍頻訊號的漣波和提 供穩定的輸出電壓。. 41.
(55) (c)回授控制級： 本文所使用的 PWM 控制器為 UC3844，其優點為取得容易，控制簡單。 在電壓回授方面所使用的感測器包含誤差放大器（Error Amplifier）及光耦 合器（Photo Coupler），誤差放大器截取輸出電壓的分壓與參考電壓做比 較，誤差值經光耦合器耦合到 PWM 控制電路上，藉由改變脈波寬度來控 制功率開關的導通時間，以精確地控制直流輸出電壓。. 4-2 電磁干擾濾波電路設計 由於切換式電源供應器效率較佳，且較易小型化，因此可應用於為數 眾多的電子產品。但因開關元件快速切換的結果使得電壓及電流作快速的 變化，因此，切換式電源供應器本身形成雜訊源，不只影響本身電路的操 作，亦會對週遭的電子設備產生干擾，亦稱之為電磁干擾。 電磁干擾雜訊因干擾波之傳輸方式的不同又可分為兩大類。以線路傳 播為主的傳導雜訊與來自空中電磁波所輻射的輻射雜訊。其中又以傳導雜 訊對電源供應器所造成的干擾較為嚴重。由於這些雜訊亦會對通訊設備產 生干擾，所以目前世界各國皆已制定法令規範之，如歐洲的國際無線電干 擾 特 別 委 員 會 (International Special Committee on Radio Interference, CISPR)、美國之聯邦通訊(Federal Communications Commission, FCC)，與 日本的資訊處理裝置電波干擾特別委員會(Voluntary Control Council for Interference, VCCI)等。 圖 4-2 為本文所設計的高頻電流濾波器。串接於橋式整流電路之前的 LC 濾波器，主要功用是要將開關切換所產生的高頻諧波濾除，僅留下和 電源全波同頻率的基頻 120Hz。. 42.
(56) 圖 4-2 高頻電流濾波器. 流經 LC 濾波器電感上的電流 i1 為： i1 =. 令F =. 1 1 − ω 2 LC. 1 jω C 1 jω L + jωC. ×i =. 1 1 − ω 2 LC. ×i. (4-1). ，若我們希望開關切換頻率在 60 kHz 以上時， F 能降到 0.02. 以下，則所選擇的 LC 值需大於 3.45 × 10 −10 。 若電容 C 取得太大時，將造成輸入電源電壓下降至零時，電容儲存的 能量無法完全釋放，導致經過濾波器的電壓無法追上輸入電壓的上下變 動。一般電容 C 的值視輸出功率的大小不同約取在 1～10µF 左右；且因為 C 會有一高頻大電流的成份在，故 C 的選擇以低等效串聯電阻(Equivalent Series Resistance, ESR)值為主要考量，通常為塑膠電容。經以上的考量將 C 的值取為 1µF 的塑膠電容。則 L 的值需取決如下： 3.45 × 10 −10 L> = 345( µH ) 10 −6. (4-2). 故將 L 的值選為 360µF，以達到更好的濾波效果。. 4-3 單級全橋式交/直流變通型電源轉換器參數設計 不同於兩級式電路可將前級輸入電流修飾器與後級直/直流轉換器分 開設計，在單級式電路中，輸入電流修飾器必須依附在全橋式轉換器之 43.
(57) 中。在設計全橋電路時，必須將輸入電流修飾器的影響考慮進去，以避免 因加入輸入電流修飾器而導致全橋電路燒毀。圖 4-3 為具輸入電流修飾的 單級全橋式交/直流變通型電源轉換器之基本電路。以下將分別說明電路中 各元件的考量與選擇。 -. VN 1 + D3 N1 D2. Lin. D4. D5. N1 +. VN 1. Q1. -. Vac. N3 N2. Q5. D1. Q3. Lo. C2. C1. iC 1. Q4. Q2. RL. N3 D6. Q1 Q2 Q3 Q4. 閘極驅動電路. Q5. 閘極驅動電路. PWM控制器. 盲時控制電路. 圖 4-3 具輸入電流修飾的單級全橋式交/直流變通型電源轉換器. 4-3-1 輸入電感的選用 輸入電流修飾器的輸入電感，因為要快速儲存能量於電感鐵心中，所 以電感鐵心應選擇低導磁係數與高飽和磁通密度的材料。而輸入電感的感 量可由升壓型電路的電感電流工作在邊界連續模式求得，根據開關導通/ 截止所造成電感器電流上升/下降的關係中，可推導出(4-3)式：. (. 2. Lin ,max = Vin , pk − Vin , pk V N 1, pk. ) 4 fDP s. 式中忽略二極體D2和D3的順向壓降。 Pin ：輸入功率(W). 44. in. (4-3).
(58) D ：開關 Q5 責任週期比. Vin , pk ：交流輸入電壓峰值(V) V N 1, pk ：當交流輸入電壓在峰值時， V N 1 的電壓值(V). f s ：開關切換頻率(Hz). 為了要得到良好的功率因數，因此輸入電感的選擇是要讓輸入電流修 飾器在正常工作下能操作在DCM模式，但也不宜過小，否則會增加開關的 電流應力，將相關參數( Vin , pk = 311 V、V N 1, pk = 42 V、 D = 0.15、fs = 60 kHz、 Pin = 880 W)帶入計算後，本設計最後選擇輸出電感為 25 µ H。. 4-3-2 輸出電感的選用 輸出電感與輸出電容組成濾波器，用於降低漣波及穩定輸出電壓。而 輸出電感因必須快速儲存能量於電感鐵心中，所以電感鐵心以選擇低導磁 係數與高飽和磁通密度的材料為佳。而輸出電感的感量可由開關導通/截止 所造成電感器電流上升/下降的關係中，推導出(4-4)式： Lo = Vo. (1 − D fh ) f s ∆I o. 式中忽略二極體D5和D6的順向壓降。 Lo ：輸出濾波電感(H) D fh ：全橋式開關半週期責任週期比. Vo ：直流電壓輸出準位(V) ∆I o ：輸出電流漣波量(A) f s ：開關切換頻率(Hz). 45. (4-4).
(59) 將相關參數( D fh = 0.3 、Vo = 100 V、 ∆I o = 2 A、 f s = 60 kHz)代入計算後，本 設計最後選擇輸出電感為 750 µ H。. 4-3-3 輸出濾波電容設計 輸出電容器的作用是在維持輸出電壓的穩定，因此必須選用高容質的 電解電容，而輸出電容上有寄生的等效串聯電阻存在而影響輸出電壓漣波 的大小，所以輸出電容應盡量選用等效串聯電阻較小的電容，其電容值之 決定如下： Co =. ∆I o 16∆Vo f s. (4-5). 式中 ∆Vo ：輸出電壓漣波量(V) f s ：開關切換頻率(Hz) ∆I o ：輸出電流漣波量(A). 由於電容本身的等效串聯電阻易造成電容發熱，因此可再並聯一個 1 µ F 的塑膠電容。將相關參數( ∆I o = 2 A、 ∆Vo = 300 mV、 f s = 60 kHz)代入計算 後，本設計最後選擇輸出電容為 330 µ F/250V 的電解電容。. 4-3-4 高頻變壓器 在全橋式電路中，高頻變壓器主要的功用為傳遞ㄧ次側的能量至二次 側，並提供隔離的功能，由於此變壓器並不需具有儲能作用，所以在鐵心 的選擇上可採用具有高導磁係數的材質。在設計上，如鐵心截面績、最大 磁通密度、繞線匝數等，均互有影響，所以須將這些參數加入設計考量。 在 鐵 心 選 用 上 ， 本 文 採 用 的 鐵 心 材 料 為 ETD-CORE ， 與 常 見 的 EE-CORE 外型類似，在於中柱為圓形，對於繞線較為方便。通常在給定 46.
(60) 的有效繞線面積中，扣除部分絕緣層、繞線品質、散熱效果等因素，實際 的設計會與計算值有些許誤差，因此在設計上會加上部分經驗常數，使設 計結果更接近實際需求。 在此列出計算時所採用之相關符號： Vo ：直流電壓輸出準位(V) VC1 ：儲能電容電壓(V) D f ：全橋式開關全週期責任週期比 D fh ：全橋式開關半週期責任週期比. Bmax ：最大磁通密度(Gauss). N 2 ：ㄧ次側繞線圈數 N 3 ：二次側繞線圈數 Ae ：鐵心磁通面積(cm2) f s ：開關切換頻率(Hz) Ts ：開關切換週期(sec). ㄧ次側繞線圈數，可利用法拉第定理求得： VC1 = N 2 Ae. N2 =. 2 Bmax × 10 −8 Ts D fh 2. VC1 D fh 10 8 4 Ae Bmax f s. (4-6). 將相關參數(VC1=350V、Dfh=0.3、Ae=1.54cm2、Bmax=1000Gauss、fs=60kHz) 代入計算後，本設計最後選用ㄧ次側繞線圈數 N 2 為 30 匝(L=700 µ H)，圈 數比n可由式(4-7)決定. 47.
(61) Vo = 2nD f VC1. (4-7). 將相關參數(VC1=350V、Df=0.15、Vo=100V)代入計算後，得到圈數比n=1 ，計算二次側繞線圈數 N 3 亦為 30 匝(L=700 µ H)。並為了在實際繞製時減 少因高頻工作所造成的導體集膚效應及考慮材料取得方便，所以一、二次 側皆使用 0.7mm 的三層絕緣線 3 股並繞。至於輸入電流修飾器中的變壓器 耦合線圈 N1 ，為使輸入電流符合諧波規範，經由模擬後選擇用 10 µ H。. 4-3-5 儲能電容的選擇 儲能電容的作用為濾除兩倍線頻電壓漣波，其最高電壓發生在輸入線 電壓 Vin = 220Vac 時，約為 350V。若 120Hz 的漣波過大，會使輸出電壓帶有 120Hz 的漣波。為能提供足夠的濾波功能，在此選用 470 µ F /450V 的電解 質電容，同時為了降低電容本身的等效串聯電阻，因此可再並聯一個 1 µ F 的塑膠電容。. 4-3-6 功率晶體的選用 功率晶體的選用除了必須考慮晶體最大耐壓與耐流之外，另外必須考 量晶體的導通電阻 R DS (on ) 或飽和電壓 VCE ( sat ) 的大小，因為切換晶體的導通電 阻或飽和電壓越小，其導通損失就越小，而功率晶體導通電阻的大小與其 耐壓成正比、耐流成反比，所以在選定耐壓之後，選擇耐流越大的晶體其 導通電阻越小，但成本亦越高。 輸入電流修飾器所使用的功率晶體 Q5 其最大工作電壓即為儲能電容 電壓，最大電流峰值發生在 3-3 節中的模式 2 ( Q5 導通區間)，可由式(4-8) 決定。 48.
(62) i Lin. pk =. (V. − V N 1. pk )D. in , pk. Lin f s. (4-8). 式中忽略二極體D2和D3的順向壓降。 Lin ：輸入電感(H) Vin , pk ：交流輸入峰值電壓(V) V N 1, pk ：當交流輸入電壓在峰值時， V N 1 的電壓值(V). f s ：開關切換頻率(Hz) D ：開關 Q5 責任週期比. 將相關參數( Lin = 25µ H、Vin , pk = 311 V、V N 1, pk = 42 V、 D = 0.15、 f s = 60 kHz) 代入計算後，得到最大電流峰值約為 27A。本設計選用由ST公司所生產的 MDmeshTM Power MOSFET (型號為STE70NM60)做為輸入電流修飾器所 使用的功率開關 Q5 。 在全橋架構上，四個功率晶體 Q1 ~ Q4 皆使用同ㄧ規格的產品，最大電 流峰值發生在 3-3 節中的模式 2 ( Q5 導通區間)，可由式(4-9)決定。 i N 2. pk =. VC1 D fh LN 2 f s. + i N 1. pk. 式中 L N 2 ：變壓器ㄧ次側電感值(H) f s ：開關切換頻率(Hz) VC1 ：儲能電容電壓(V) D fh ：全橋式開關半週期責任週期比 i N 1. pk ：流經變壓器繞組 N1 的電流峰值(A). 49. n n1 + i N 3. pk 3 n2 n2. (4-9).
(63) i N 3. pk ：流經變壓器繞組 N 3 的電流峰值(A). n1 、 n 2 、 n3 為變壓器線圈 N1 、 N 2 、 N 3 之線圈數. 將相關參數( LN 2 = 700µ H、VC1 = 350 V、D fh = 0.3、 f s = 60 kHz、i N 1. pk = 27 A、 i N 3. pk = 7.6 A、. n n1 = 0.12 、 3 = 1 )代入計算後，得到最大電流峰值約為 13A。 n2 n2. 本設計選用由 IXYS 公司所生產的閘極絕緣雙極性電晶體(Insulating Gate Bipolar Transistors, IGBT，型號為 IXGK50N60B)做為全橋架構所使用的功 率開關 Q1 ~ Q4 。表 4-2 為元件的相關參數規格表。 表 4-2 功率開關相關規格. 元件型號. V DS. ID. R DS (on ). t (on ). t (off ). STE70NM60. 600V. 70A. 0.05 Ω. 95ns. 76ns. 元件型號. VCE. IC. VCE ( sat ). t (on ). t (off ). IXGK50N60B. 600V. 60A. 2.5V. 50ns. 150ns. 其中ID、IC為最大的平均值。. 4-3-7 功率二極體的選用 功率二極體的選擇與上述功率開關相似，首先必須考慮其耐壓與耐流 的規格，再考慮功率晶體反向回復時間與順向導通電壓，這兩個規格越小 越好，以減少功率二極體上的損失， 本硬體電路中的 D2 、 D3 和 D4 其最大電流峰值與開關 Q5 相同，皆為 27A，因此選用由 IXYS 公司所生產的超快速回復二極體(型號為 DSEI. 50.
(64) 30-10A)做為本硬體電路的 D2 、 D3 和 D4 ，此二極體所能承受的最大電流為 30A、耐壓為 1000V，反向回復時間為 35ns，而順向導通電壓為 2.4V 以下。 本 硬 體 電 路 中 的 D5 和 D6 其 最 大 電 流 峰 值 為 7.6A ， 最 大 電 壓 為 2VC1 = 700 V，所以選用由 IXYS 公司所生產的超快速回復二極體(型號為. DSEP 12-12A)做為本硬體電路的輸出二極體 D5 和 D6 ，此二極體所能承受 的最大電流為 15A、耐壓為 1200V，反向回復時間為 40ns，而順向導通電 壓為 2.7V 以下。. 4-3-8 控制用積體電路 本文所使用的控制 IC 為 Unitrode 公司的 UC3844 電流模式控制 PWM IC，此 IC 具有低啟動電流(小於 0.5mA)、自動前饋式補償、過電壓鎖定、 低誤差放大器輸出電阻等優點。 將 UC3844 的 輸 出 (Pin6) 當 成 雙 輸 出 驅 動 器 (Dual Output Driver) UC3706 的輸入(Pin2)，藉由 UC3706 產生的 A Out(Pin6)和 B Out(Pin11)來 驅動全橋的電晶體開關。如圖 4-4 所示。. 圖 4-4 控制積體電路 UC3844 配合雙輸出驅動器 UC3706 51.
(65) UC3844 為定頻切換的 IC，切換頻率可由 Vref 及 Rt Ct 腳位來決定。Vref 腳(Pin8)為內建的 5V 參考電壓，由它經由 Rt 對 C t 充電，而由一內建的電流 來放電。如此一來， Rt Ct 腳(Pin4)便會產生週期性的充放電而決定震盪器 的頻率，其切換頻率 f s 的設定公式為： fs ≈. 0.86 Rt C t. (4.10). 本文將切換頻率 f s 設計在 60kHz， 且把 C t 的值設為 1nF，故 Rt 的值應選 為 15kΩ。. 4-3-9 盲時控制電路 在第三章中提過，為了要減少 Q5 的責任週期比，而加入了盲時控制電 路。盲時控制電路可利用如圖 4-5 的設計實現。. 圖 4-5 盲時控制電路. 由 UC3844 的 output 端輸出一峰值 18V 的週期性脈波，經由圖 4-5 中 的 MC7805T、 R1 、 C1 與 D1 工作下，在 NOT 邏輯閘 IC(74LS04)的輸入端產 52.
(66) 生一峰值 5V 的週期性脈波，再經由 74LS04 反向，最後再將此波形與經過 R2 、 C2 、 D2 充放電後的波形一起輸入 NOR 邏輯閘 IC(74LS02)，74LS02. 的輸出即為具有 dead time 的閘極控制訊號。其中控制盲時長短的關鍵，即 為 R2 與 C2 的乘積，乘積的值越大，dead time 就越長。反之，乘積的值越 小，dead time 就越短。基於電容值的選擇性較小，故本設計選擇 C2 為 3nF 的陶瓷電容， R2 的值則由電腦模擬後選定為 1.88k Ω 。. 4-3-10 閘極驅動電路 在輸入電流修飾器中的開關晶體 Q5 因為其輸入電容Ciss(7300pF)很 大，所以本文使用輸出電流為 2A的閘極驅動IC (型號為HCPL3120)，其內 部電路示意圖如圖 4-6 所示。至於 Q5 的閘極驅動電路則可由圖 4-7 實現。. 圖 4-6 HCPL3120 內部電路示意圖. 53.
(67) 圖 4-7 Q5 閘極驅動電路. 因為 HCPL3120 的輸入(Pin2)為電流輸入，故從 74LS02 輸出的電壓須 經由 R4 轉成電流訊號後，再輸入 HCPL3120，推動開關 Q5 的訊號即從 HCPL3120 的 Vo (Pin6、7)輸出。 另外，全橋的閘極驅動電路則分為上臂和下臂兩部分，下臂部分直接 由 UC3706 的輸出驅動；上臂部份由於開關為浮接，所以需要加入閘極驅 動電路，其電路和圖 4-7 相似，唯一不同的是 C1 連接至地的地方改成連接 至上臂開關的源極。藉由下臂開關導通，電容 C1 獲得接地路徑，經二極體 D 1 對其充電，來提供 HCPL3120 正常工作所需的電源，進而提供上臂開關. 導通時所需要的閘極訊號。. 4-3-11 回授隔離電路 圖 4-8 中的 PC123 是夏普公司製造的一顆光耦合電晶體。此顆光耦合 電晶體則是真正用來做初、次級側間的隔離元件。光耦合電晶體會依流過 二極體電流 I F 的不同，而產生出不同的 BJT 電流 I C，而它們的電流比 I C I F 通常定義為 CTR (Current Transfer Ratio)，在不同的 I F 值下就會有不同的 54.
(68) CTR 值，故在選擇操作點時通常會選在一個較線性的範圈內操作。. 圖 4-8 回授隔離電路. 回授隔離電路中的 TL431 是一顆具有三根腳位可調輸出電壓的穩壓 放大器。其內部電路示意圖與符號如圖 4-9 所示。TL431 內建之誤差放大 器的負輸入端被接到一個內建參考電壓 Vref ，其電壓值為 2.5V。TL431 的 輸出電壓可被設在 Vref 到 36V 之間，它的輸出阻抗約為 0.2 Ω 。由於 TL431 最多只能承受 37V，因此輔助電源 2 的電壓不可超過其耐壓。且 TL431 其 主動式的輸出電路提供了一個很快的導通特性，正因如此，使得在很多的 應用如：可調式電源供應器、切換式電源供應器上都用它來取代 Zener 二 極體。. 55.
數據
![圖 3-1 單級單開關交/直流電源轉換器 圖 3-2 單級全橋式交/直流電源轉換器 雖然這個電路具有同時達到修正輸入電流波形以提升功率因數值與 穩定輸出電壓的功能。但此電路在 660W 的應用上，且輸入電壓為 220V 時，因為在輕載工作時，儲能電容電壓的最大值很難保持在 450V 以下， 而且功率因數只能到達 0.84。因此有人提出另一種降低儲能電容電壓的方 法，即在輸入電流修飾器的部分，多加了額外的變壓器線圈[30]，如圖 3-3 所示。](https://thumb-ap.123doks.com/thumbv2/9libinfo/8631288.192400/41.892.136.745.115.344/輸入電壓V時因為在輕載工作時儲能電容電最大入電流修飾器所示.webp)
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