模組內埋層被動電路設計與共振問題探討

模組內埋層的被動電路包含了兩個帶通濾波器、兩個低通濾波器與兩個分頻 器。圖 3.3 為被動電路分佈方塊圖，就如方塊圖一樣，在被動電路的設計過程中必 須把模組分成這幾個區塊並考慮個區塊間的隔絕性，隔絕性好才可將濾波器個別設 計，以節省模擬時間，千萬不可將不同的兩個電路重疊在一起，會造成彼此之間的

耦合現象太嚴重，因而產生非預期的寄生效應，使得電路設計的複雜度倍增。設計 的步驟首先將接收路徑與發射路徑用一排接地灌孔來隔絕，上下也有對外隔絕的接 地層，型成類似共振腔的結構，如圖3.4，而接地灌孔可以隔絕接收路徑與發射路徑 間的訊號，因此可以將模組切成量兩半來設計，這種接地灌孔的方式，不僅可以使 模組設計較為單純，更可以大幅的縮小設計的時間。以下就先介紹接收路徑的帶通 濾器設計，接著介紹發射路徑的低通濾波器與其所碰到的模組共振問題，最後在介 紹分頻器的設計方式。

3.2.1 帶通濾波器設計

在此模組的接收路徑上，天線把訊號接進來以後，經過開關電路把訊號切到接 收端，此時除了兩個主要頻段 2.4GHz~2.5GHz 與 4.9GHz~5.9GHz 之外，還會有其 他頻率的雜訊存在，先經過分頻器將兩個主要的頻段分開後，必須再設計一個帶通 濾波器，把不要的頻率率掉，在進入功率放大器之前讓輸入損耗盡量少，提高系統 的訊雜比。

在802.11a 的頻段，要求砍掉手機的頻率包括，880-960MHz、1710-1880MH 與 1850-1990MHz，並且也要砍掉 802.11b, g 漏過來的訊號 2400MHz-2500MHz，而倍 頻處較不在意，使用的電路如圖3.5，是基本三階耦合交錯帶通濾波器再加上兩個直 流阻隔電容，使低頻的訊號可以被抑制，三維的電路走線如圖3.6，用 HFSS 模擬的 結果如圖 3.7。通帶 4.9GHz~5.9GHz 的輸入損耗小於 1.14dB，頻率在 2.5GHz 以下 輸入損耗都大於40dB。

802.11b, g 的部分，要求砍掉 880-960MHz、1710-1880MHz、1850-1990MHz 和 802.11a 的 4900-5900MHz，用的電路如圖 3.8，是耦合線產生磁耦合的架構，再加 上對地電感，多產生一個傳輸零點的架構。三維的走線如圖3.9，由於對地電感較小，

為了防止因製成的誤差而相對感值變化的比例太大，所以接地電感是以三根並聯的 方式來設計如圖3.10，在 HFSS 模擬的結果如圖 3.11。2.4GHz~2.5GHz 的輸入損耗 小於1.43dB，頻率在 1900MHz 以下輸入損耗大於 30dB，頻率在 4900~5900MHz 之

間輸入損耗大於30dB。

3.2.2 低通濾波器設計

在發射路徑上，輸出的功率大小是一個很重要的參數，而且功率放大器有倍頻 的訊號會產生，必須加以抑制，在倍頻抑制力要高而且輸入損耗要小的需求下，在 此路徑上選擇使用低通濾波器。

在802.11b, g 的頻段，要抑制通帶的兩倍與三倍頻，4800-5000、7200-7500MHz，

使用的電路是基本的兩階並聯共振低通濾波器，如圖3.12，電感設計上是採用螺旋 型的繞線方式，三維走線如圖3.13，在 HFSS 模擬的結果如圖 3.14，通帶的輸入損 耗小於0.43dB，而兩倍與三倍頻被傳輸零點所抑制，輸入損耗都大於 40dB。

802.11a 的部分，一樣要求要抑制到三倍通帶頻率，9800~11700、14700 ~ 17550MHz，同理，使用一樣的低通濾波器電路，將傳輸零點設計在兩倍頻處附近，

電路的三維走線如圖3.15，不過在用 HFSS 模擬的結果發現，10GHz 以上會有非預 期的通帶出現，如圖3.16 所示，使得設計得傳輸零點失效，倍頻抑制能力喪失，此 問題嚴重的影響到整體頻率響應的需求。

3.2.3 模組共振問題

如上節所述，在設計 5GHz 低通濾波器的倍頻抑制零點時，發生了非預期的共 振效應。由於要求抑制的頻率高到18GHz，在這麼高的操作頻率，是會有許多沒考 慮到的效應出現，首先必須先找出其共振的原因，接著加以解決，以達到我們設計 的目標。

觀察LTCC 的尺寸 5.4*4.0*0.93mm，而由於遮避效應的考量，會在 LTCC 的最 上層與最下層完全舖銀並且接地，如圖3.4，此結構其實就是類似一個波導或是共振 腔，截止頻率以上的電磁波可以在裡頭傳遞，用波長公式計算：

1

λ f

=

µε

LTCC 的介電係數是 9.1，以 10GHz 代進公式內,，可計算出其波長大約唯一公分，

而LTCC 的尺寸恰好就是其半波長，故在 10GHz 以上的共振現象，極有可能是因為 模組本身的結構共振而生的效應。做一個簡單的試驗，將模組內的走線移開，只留 下激發訊號的兩個灌孔，如圖 3.17，其結構就是類似一波導，HFSS 模擬出來的結 果如圖3.18，發現 10GHz 左右的訊號果然在完全沒有電路連結的波導中傳過去了，

此一實驗驗證了此波導共振的假設。

回到電路來觀察，如圖3.19 是實驗用的低通濾波器的三維走線，在中間層有加 一層接地面，以利電容的設計，而其螺旋型電感走在接地面的下層，頻率響應如圖 3.20 在 11GHz 左右共振出一個通帶，根據上段文章的推論，可以想像其共振原因非 常有可能因 LTCC 中間層的接地面所引起，在不改變電路走線的情況下，僅僅改變 中層接地面的長度，如圖3.21 所示，加大中層接地面的長度其共振的頻帶也稍為往 低頻移，可想像成低通濾器所存在的共振腔加大所造的結果，故將等效共振腔變小 是解決問題方法，圖3.21 的電路其接地面是一端接地一端開路，若將其兩端都接地 可將其等效共振腔之大小減半，而高頻共振的效應也可升至更高頻，如圖3.22 所示，

將高頻共振的效應解決，低通濾波器所設計的傳輸零點就可以正常運作，整體的響 應也可以達到我們的要求。

3.2.4 模組分頻器設計

在模組內的分頻器設計上，理論的部分與前章所提的相同，必須考慮到隔絕性 的問題，設計出來電路的響應才會好。不過在此模組的設計上，分頻器後面接不是 50 歐姆的負載，而是之前所設計出來的低通與帶通濾波器，必須將這些濾波器當成 是分頻器的負載去設計。

接收端的設計上，由於分頻器是接上兩個帶通濾波器，觀察兩電路的 s2p 檔，

以Ｓ參數看來在訊號在隔絕量的大小已經足夠，但是直接將兩帶通濾波器接起來還

是沒有想像中的理想，這是因為沒有考量到相位的問題，所以在此設計一個 LC 的 匹配電路調整其相位，設計的方式是將之前設計的兩個帶通濾波器的 s2p 檔匯入電 路模擬軟體中，在接上 LC 電路並且調整到想要的元件值，接著就在模組內加以實 現，模擬電路如圖3.23，三維的走線如圖 3.24，而 HFSS 模擬的結果如圖 3.25。2GHz 的輸入損耗小 1.7dB，要砍的頻段輸入損耗都大於 30dB，而 5GHz 輸入損耗小於 1.3dB，而要砍的頻率輸入損耗都大於 30dB。

發射端的部分是要接上兩個低通濾波器當負載，而且在高頻的路徑上還要多加 一個砍2.4~2.5GHz 的傳輸零點，利用並聯共振腔實現 2.4GHz 的零點，而在低頻路 徑上用一個電感做匹配，分頻器的電路如圖 3.26。而 2.4GHz 的低通濾波器再高頻 的路徑上是呈現一個電容性，和匹配的電感型成了串聯共振的共振腔，也可產生一 個傳輸零點，理想的分頻器電路加上低通濾波器的s2p 檔電路模擬結果如圖 3.27，

可以發現在 4GHz 左右產生多產生了一個傳輸零點，在 HFSS 裡的走線如圖 3.28，

而模擬結果如圖 3.29。5GHz 通帶的輸入損耗小於 0.8dB，2.4GHz 的輸入損耗小於 0.7dB，要砍的頻率輸入損耗都大於 30dB。