第二章 RFID 天線設計
2.5 比較
本節就前述三種不同架構，分別比較分析其特性，首先探討輻射效率的好 壞，將上述前種架構之峰值增益、平均增益與輻射效率列表如表 2.1，由表中可 發現此三種架構的輻射效率都不高，輻射效率之公式如式(2.2)，其中 R
r
為天線 之輻射電阻(radiation resistance)， Rohmic
為損耗電阻(ohmic loss resistance)。由式 (2.2)可知，輻射效率不高可能的原因有二，一為輻射電阻 Rr
太小，使得輻射效 率 er
變小，並且使歐姆損耗的效應相對變大；另一原因為損耗電阻 Rohmic
太大，即電路的損耗太大，亦會降低輻射效率 e
r
，輻射效率與天線的結構及實現電路的 材料有關。r r
r ohmic
e R
R R
(2.2)表2.1 峰值增益與輻射效率之比較
Antenna type Peak gain at 915MHz
Efficiency
-1.32dB 43.2%
-6.16dB 15.0%
-2.21dB 46.0%
Antenna type Peak gain at 915MHz
Efficiency
-1.32dB 43.2%
-6.16dB 15.0%
-2.21dB 46.0%
關於材料之特性參數，本論文實現電路的製程使用之基板(substrate)為 PET，其相對介電係數(relative permeability)ε
r
為 3.25，板材損耗(dielectric loss tangent)為 0.0073；而電路之導體部份為銀膠，其導電係數(conductivity)較低，為銅的二十分之一，約為 2.94×10
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s/m。由於所使用之製程導體的導電係數較 低，在電路上造成的損耗較大，使得損耗電阻 Rohmic
較大，因而使輻射效率下 降。為了探討電路的損耗對輻射效率的影響，分別對前述不同架構以兩種材料 參數做模擬，一種為考慮材料損耗較低的模擬，基板材質設為 PET，導體則設 為常用的導電係數較高之銅，其導電係數為 5.8×107
s/m；另一種為考慮實際製23
程材料損耗的模擬，將基板設為 PET，導體設為銀膠，並將模擬之結果列表如 表 2.2。
由表中可發現，在考慮製程材料損耗的情況下，輻射效率皆比使用銅的情 形來得低，另外針對不同的架構，材料損耗對輻射效率影響程度不盡相同，主 要是因為電流所走的路徑長度不同，以 2.2 節之架構來說，由於是採用一個波 長的共振路徑，電流在導體上所走的路徑很長，因此所造成的損耗也較大，所 以在考慮材料損耗後輻射效率下降較多；而 2.3 節之架構，電流亦走了約二分 之一波長之路徑，電路損耗亦造成輻射效率降低不少。
表2.2 不同材料對峰值增益與輻射效率之比較
Antenna type
Peak gain at 915MHz
(銅)
Efficiency Peak gain at 915MHz
(銀膠)
Efficiency
0.97dB 73.5% -1.32dB 43.2%
-2.18dB 37.3% -6.16dB 15.0%
-0.09dB 70.5% -2.21dB 46.0%
Antenna type
Peak gain at 915MHz
(銅)
Efficiency Peak gain at 915MHz
(銀膠)
Efficiency
0.97dB 73.5% -1.32dB 43.2%
-2.18dB 37.3% -6.16dB 15.0%
-0.09dB 70.5% -2.21dB 46.0%
除了電路損耗的因素，另外一個造成低輻射效率的原因為輻射電阻 R
r
太 小，輻射電阻的大小與天線的結構及電流的分佈有關，由表 2.2 中可發現，2.2 與 2.3 之結構即使在低電路損耗的條件下，即導體部份設為銅，其輻射效率仍 屬偏低，主要是因為其架構本身的輻射能力較差，電流反向部份輻射互相抵 消，使得有效的輻射段較少，因而降低輻射電阻，使得輻射效率不好。經由表 2.2 的模擬比較，可觀察出電路損耗與天線架構對輻射效率的影響，前述三種 設計基於架構本身輻射能力較差與電路損耗較高等不同程度的影響，皆使其輻 射效率不高，因此，如何降低電路損耗與提高輻射能力是改善輻射效率的重要 考量。24
除了輻射效率之比較，本段探討前述三種設計的匹配方法，2.2 節與 2.3 節 之匹配方法相類似，皆為利用一圓環連接於饋入端之兩端，該圓環可實現電感 性虛部，並藉由調整該圓環之大小可以調整天線之輸入阻抗值，基本上增大匹 配圓環的大小可以增加電感性，反之亦然，因此可經由適當調整圓環之大小來 調整虛部阻抗值，以符合所需設計之值；但另一方面，改變圓環的大小亦會改 變共振頻率點，因此實部阻抗值也會跟著改變。利用調整匹配圓環來調整天線 輸入阻抗的方法，雖然可改變實虛部阻抗的值，但其變化為相依的，實虛部阻 抗會同時變化，並非實虛部可獨立調整，常常為虛部阻抗達到所欲設計的值而 實部阻抗卻太大或太小，而再將實部阻抗調回所需之值時虛部阻抗卻偏離所需 設計的值，因此此種匹配方法並不一定能適當地匹配到微晶片之阻抗值。
而 2.4 節之匹配方法則為利用圓環結構本身即具備一較大的電感性虛部，
再分別串聯與並聯開路端傳輸線，其電容性虛部的特性可以抵消圓環本身過大 的電感性，藉由調整串並聯開路端傳輸線之長度，可以調整天線輸入阻抗的虛 部值至所需設計的值，但改變串並聯開路端傳輸線的同時也會改變共振頻率 點，當共振頻率往高頻移時，實部阻抗會變小，反之亦然，因此在調整阻抗匹 配時實虛部阻抗亦會同時改變，不易單獨調整實虛部的值，雖然在 2.4 節的設 計中實虛部阻抗接近所需匹配的值，但若使用不同的微晶片阻抗時，亦有可能 不易匹配到所需的阻抗值。
表2.3 各架構於 915MHz 之天線輸入阻抗值
Antenna type Input impedance (Ω ) at 915MHz
40.82+j65.92 3.41+j82.32 8.34+j66.81
Antenna type Input impedance (Ω ) at 915MHz
40.82+j65.92 3.41+j82.32 8.34+j66.81
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表 2.3 列出前述三種不同架構於操作頻率 915MHz 時的實虛部阻抗值，匹 配微晶片阻抗所需之天線阻抗值為 13.3+j67Ω，其中 2.4 節之設計為較接近的 值，2.2 節與 2.3 節之設計匹配得較不理想，另外值得注意的是，前述三種架構 天線輸入阻抗隨頻率的變化都較大，這意味著天線與微晶片之間只有在操作頻 率 915MHz 時為匹配，一旦頻率偏離 915MHz 天線輸入阻抗即偏離所需匹配之 值，使得阻抗匹配呈現較窄頻的特性。