國
立
交
通
大
學
電信工程學系
碩
士
論
文
應用於無線辨識系統之多重環形電感
標籤天線
A Novel RFID Antenna with Multiple
Inductive Loops
研究生：馬義翔
指導教授：鍾世忠 教授
應用於無線辨識系統之多重環形電感標籤天線
A Novel RFID Antenna with Multiple Inductive Loops
研究生：馬義翔 Student：Yi-Shiang Ma
指導教授：鍾世忠 Advisor：Shyh-Jong Chung
國 立 交 通 大 學
電信工程研究系
碩 士 論 文
A Thesis
Submitted to Institute of Communication
College of Electrical Engineering and Computer Science
National Chiao Tung University
in partial Fulfillment of the Requirements
for the Degree of Master of Science
In communication Engineering
June 2008
Hsinchu, Taiwan, Republic of China
I
應用於無線辨識系統之多重環形電感
標籤天線
研究生：馬義翔 指導教授：鍾世忠
國立交通大學 電信工程研究所
摘要
無線辨識系統（Radio Frequency Identification, RFID）近年來發展迅 速，其應用範圍包含服務業、行銷、工業、製造業以及物流系統。由於資料的 存取可以使用無線辨識系統的技術達成完全自動化目的，具有節省人力成本以 及大幅縮短作業時間之優點，因而使得無線辨識系統成為值得投入人力與資源 進行開發研究的技術之一。 在無線辨識系統的操作上標籤應答器扮演重要之角色，其中應答器上之天線 負責訊號的傳送與接收，而天線之特性悠關應答器的接收範圍與應答器上微晶片 能否正常工作，因此本論文之研究即為設計一操作於 UHF 頻段之 RFID 標籤天線， 設計上之重點在於需考量輻射特性及天線與微晶片間之阻抗匹配，本論文之設計 採用偶極天線架構並提出多重電感性圓環之匹配網路，偶極天線具有良好的輻射 特性，而多重電感性圓環匹配網路則具有增加調整天線輸入阻抗之自由度並使天 線與微晶片間具有寬頻之阻抗頻寬，最後實作上使用 PET 材料作為基板，並以印 刷技術將天線印製於基板上。
II
A Novel RFID Antenna with Multiple
Inductive Loops
Student: Yi-Shiang Ma Adivisor: Dr. Shyh-Jong Chung
Institute of Communication Engineering
National Chia Tung University
Abstract
The development of Radio Frequency Identification (RFID) systems has increased rapidly in recent years. RFID is an automatic identification method, relying on storing and remotely retrieving data using devices called RFID tags or transponders. RFID is popularly applying to many fields, for example, use in identifying objects in warehousing, supply chain management, control and other automation processes and so on. Thus, it has some merits of low personnel matters cost and reduce the operating time. Hence, the RFID is an important technology nowadays.
Tag responder plays an important role in RFID system. The antenna on the responder transfers signal between reader and responder. Reading range of the responder and function of the chip depend on performance of the antenna. A RFID tag antenna operating at UHF band is proposed in this work. The most important considerations for design are radiation and impedance matching. A dipole antenna with matching network constructed by multiple inductive loops was chosen in this work. The dipole antenna has good radiation. The multiple inductive loops increase degree of impedance matching and impedance bandwidth. At the end, the proposed antenna was printed on the PET substrate.
III
目錄
中文摘要... Ⅰ 英文摘要... Ⅱ 目錄... Ⅲ 圖目錄... Ⅳ 表目錄... Ⅵ 第一章 導論... 1 1.1 RFID 簡介 ··· 1 1.2 相關文獻探討··· 6 第二章 RFID 天線設計 ... 11 2.1 RFID 天線設計理念 ··· 11 2.2 環形天線架構之 RFID 天線 ··· 14 2.3 槽縫天線架構之 RFID 天線 ··· 16 2.4 環形 RFID 天線 ··· 18 2.5 比較··· 22 第三章 多重環形電感之 RFID 天線設計 ... 26 3.1 多重環形電感 RFID 天線之設計概念 ··· 26 3.2 多重環形電感 RFID 天線之參數模擬 ··· 30 3.3 多重環形電感 RFID 天線之等效電路 ··· 34 3.4 多重環形電感 RFID 天線之實作與量測 ··· 42 第四章 結論... 48 參考文獻... 49IV
圖目錄
圖 1.1RFID 系統架構 ··· 1 圖 1.2 電感性耦合饋入 ··· 7 圖 1.3 增加天線實部輸入阻抗之電感性耦合饋入 ··· 7 圖 1.4 蜿蜒偶極天線架構 ··· 8 圖 1.5 彎折偶極天線架構與 T 型匹配網路 ··· 8 圖 1.6 相近路徑彎折偶極天線架構 ··· 8 圖 1.7 摺疊偶極天線架構 ··· 8 圖 1.8 環形天線架構 ··· 9 圖 1.9 槽縫天線架構 ··· 9 圖 2.1 微晶片之輸入阻抗隨頻率變化圖 ··· 12 圖 2.2 電感性耦合饋入 ··· 13 圖 2.3 環形天線架構之 RFID 天線 ··· 15 圖 2.4 環形天線架構之 RFID 天線輸入阻抗 ··· 15圖 2.5 環形天線架構之 RFID 天線輻射場型 (A) XZ-PLANE (B) YZ-PLANE ··· 15
圖 2.6 槽縫天線架構之 RFID 天線 ··· 17
圖 2.7 槽縫天線架構之 RFID 天線輸入阻抗 ··· 17
圖 2.8 槽縫天線架構之 RFID 天線輻射場型 (A) XZ-PLANE (B) YZ-PLANE ··· 17
圖 2.9(A) 小圓環天線(B) 等效電路 ··· 18
圖 2.10(A) 小圓環天線 (B) 短偶極天線 (C) 輻射場型··· 19
圖 2.11 環形 RFID 天線 ··· 20
圖 2.12 環形 RFID 天線輸入阻抗 ··· 20
圖 2.13 環形 RFID 天線輻射場型 (A) XY-PLANE (B) XZ-PLANE ··· 21
圖 3.1 單一環形電感 RFID 天線 ··· 26
V 圖 3.3 雙重環形電感 RFID 天線 ··· 28 圖 3.4 單一環形電感與雙重環形電感天線輸入阻抗之比較 ··· 29 圖 3.5 第二圈電感性圓環大小變化對天線輸入阻抗之影響 ··· 30 圖 3.6 偶極天線臂長變化對天線輸入阻抗之影響 ··· 31 圖 3.7 線寬變化對天線輸入阻抗之影響 ··· 31 圖 3.8 反射損失比較圖 ··· 32 圖 3.9 雙重環形電感 RFID 天線之輻射場型 ··· 33 圖 3.10 不同圈數電感性圓環之天線輸入阻抗比較 ··· 33 圖 3.11 單一電感性圓環 RFID 天線之等效電路 ··· 35 圖 3.12 雙重電感性圓環 RFID 天線之等效電路 ··· 35 圖 3.13 不同圈數電感性圓環 RFID 天線之天線與等效電路比較 ··· 37 圖 3.14 第二圈電感性圓環大小變化之天線與等效電路比較 ··· 39 圖 3.15 偶極天線臂長度變化之天線與等效電路比較 ··· 40 圖 3.16 天線實作照片 ··· 42 圖 3.17(A)使用同軸線之非平衡式饋入 (B)使用雙導線之平衡式饋入 ··· 43 圖 3.18 非平衡轉平衡式饋入 ··· 43 圖 3.19MINI-CIRCUITS JTX-4-10T ··· 44 圖 3.20 同軸線轉雙導線架構 ··· 44 圖 3.21 同軸線轉雙導線架構之實作照片 ··· 45 圖 3.22 校正參考平面 ··· 45 圖 3.23 量測方法與製具 ··· 46 圖 3.24 雙重環形電感 RFID 天線輸入阻抗之量測圖 ··· 47
VI
表目錄
表 2.1 峰值增益與輻射效率之比較 ··· 22 表 2.2 不同材料對峰值增益與輻射效率之比較 ··· 23 表 2.3 各架構於 915MHZ之天線輸入阻抗值 ··· 24 表 3.1 不同圈數電感性圓環 RFID 天線等效電路之各元件值 ··· 37 表 3.2 第二圈電感性圓環大小變化之等效電路各元件值 ··· 39 表 3.3 偶極天線臂長度變化之等效電路各元件值 ··· 401
第一章 導論
1.1 RFID 簡介
無線辨識系統 (Radio Frequency Identification, RFID)，是無線非接觸式具備
辨識能力之元件，包含電子標籤(Tag)、讀取器(Reader)、中介軟體三大部分， 如圖 1.1 所示[1]，可藉由無線非接觸式讀取裝置核對儲存在標籤元件內的辨識 碼，進行各種不同的廣泛應用。相關整合應用包括航空行李監控、生產自動化 管控、倉儲管理、運輸監控、保全管制以及醫療管理等。由於資料的存取可以 使用 RFID 的技術達成完全自動化目的，因而能節省人力成本，並可大幅縮短 作業時間。RFID 標籤不只體積小、重量輕，其天線形狀或材質可配合實際應 用狀況而設計成各種不同的外型。另外，RFID 標籤內部具有微晶片可儲存大 量資訊，透過 Reader 可對 Tag 進行讀取或覆寫資料的工作，且 Reader 與 Tag 間的收訊範圍可依照需求調整，根據它本身的輸出功率和使用頻率的不同，範 圍從數十公分到數十公尺不等。 圖1.1 RFID 系統架構 RFID 不僅可取代現行使用廣泛的條碼 (Barcode) 設備，更因具有非接觸 性、無方向性、永久使用、耐候性強等特性，所以非常適合使用於自動化或是惡 劣環境中，例如，收發倉庫及物流管理、汽車防盜保全系統、動物自動化管理、 自動收費系統、品質管理等方面。另外，RFID 還具有壽命長、安全性高、不會 受環境限制等優點。RFID 標籤壽命最高可以達 10 年以上，且還擁有傳統條碼所
2 不具備的防水、防磁、防水、耐高溫等性能；傳統條碼在遇到雪、霧、冰、等惡 劣工作環境下，其光學識別技術將會失效，而 RFID 依然可以正常地工作。因而 使得 RFID 技術的應用有逐漸擴大的趨勢，並且成為值得投入人力與資源進行 開發研究的技術之一。 目前 RFID 使用的頻率，主要有四個頻段，分別為 LF 的 125-134 KHz、 HF 的 13.56 MHz、UHF 的 869 MHz 以及 SHF 中的 2.45 GHz 及 5.86 GHz。 茲將各種頻率 Tag 之特性比較列表如下：[2] 標籤的傳輸距離與成本，是 RFID 能否迅速普及的最重要關鍵。目前主要 應用成熟階段在 LF 和 HF 的頻段，125KHz 以 下 傳 輸 距 離 短 約 50 公 分 左 頻 頻 率 率 低 低頻頻 （ （LLFF,,112255 K KHHzz） ） 高 高頻頻 （ （HHFF,,1133..5566MMHHzz）） 超 超高高頻頻 （ （UUHHFF,,886600--993300 M MHHzz） ） 微 微波波 （ （22..4455--55..88 M MHHzz） ） 系 系 統統 型型 態 態 被被動動式 式 114444443 3 115566993 3 被被動動式 式 主主動動式 式 被被動動式 式 主主動動式式 讀 讀 取取 距距 離 離 <<00..55mm <<00..55mm <<11..55m m 33--1100mm >>1100m m 33--1100mm >>1100m m 記 記憶憶體體bbyyttees s 6644--11k k 88kk--112288k k225566kk--551122k k 6644kk--551122kk -- 1166kk--6644k k -- 傳 傳 輸輸 功功 率 率 7722ddBBμμAA//m m 4422ddBBμμAA//m m 1100mmWW--44W W 44WW((UUSSAA))，，00..55W W 讀 讀 取取 方方 法 法 感感應應線線圈 圈 感感應應線線圈 圈 電電容容式式電電場場效效應應 電電容容式式電電場場效效應應 讀 讀 取取 速速 度 度 慢慢 ←←→→ 快 快 環 環境境適適應應性 性 佳佳 ←←→→ 差 差 尺 尺 寸 寸 大大 ←←→→ 小 小
3 右 ， 通 訊 速 度 慢 。 此 頻 段 在 絕 大 多 數 的 國 家 屬 於 開 放 ， 不 涉 及 法 規 開 放 和 執 照 申 請 的 問 題 ， 因 此 使 用 最 廣 ， 主 要 使 用 在 寵 物 、 門 禁 管 制 和 防 盜 追 蹤。13.56MHz 薄 化 的 效 果 最 佳 傳 輸 距 離 為 1 公 尺 以 下，代 表 性 應 用 為 會 員 卡、識 別 證、飛 機 機 票 和 建 築 物 出 入 管 理，通 訊 距 離 10 公 分 左 右 的 近 距 離 非 接 觸 式 IC 卡 發 展 快 速 。 但 是 其 傳 輸 距 離 相對而言有 限，因此藉由較高的頻段 (UHF) 可提升我們的傳輸距離與應用層面。目前在 各頻段中以 UHF 最被看好，全球主要供應商也積極朝縮短加工時間、減少材 料成本兩方面著手。然而，目前各國開放給 RFID 頻段並不相同，特別是在 UHF 頻帶，美國為 902-938MHz、歐洲是 868MHz、日本為 950-956MHz 都有 所差異。此一各 國 頻 率 法 規 不 一 的 問 題，在 跨 區 應 用 上 必 然 會 出 現 管 理 的 盲 點 。 標準與頻率不一，導致 RFID Reader 與 Tag 之產品互通性降低，進 而影響精準度。
印刷式電子標籤 (Printed RFID Tag) 製程[3] 發展是不可避免的趨勢。 Printed RFID Tag 主要是建構在軟性電子基礎之上，從有機材料、印刷技術、製 程、元件設計等技術持續演進，而完整產業鏈亦正逐步成形。全球對於 Printed RFID Tag 未來的市場潛力具有共識，跨國整合型研究計畫或是個別廠商研發投 入相當積極，但同時可發現在廠商相繼發表雛形產品的背後，面對量產化議題 卻相對保守，可知目前離商品化還有一段距離。除了整合不同領域專業資源、 加速研發時程外，適度降低研發風險也是一項考量。最重要也是最關鍵的部分 就是軟性基板，材料特性影響著製程技術的困難度與產品的應用面。 在軟性基板的選擇方面，大致上可分為三大類，分別為薄玻璃基板(thin glass substrate)、不鏽鋼金屬薄基板(thin metal foil substrate)與塑膠基板(plastic substrate)。天線印製部分則使用網版印刷 (screen printing)。目前，有三種天線
製造技術：蝕刻/衝壓天線（etched/punched antenna）、印刷天線（printed antenna）
4 分的 RFID 標籤製造商也是採用此技術；而蝕刻技術主要應用於歐洲地區，而 在臺灣目前僅有少數軟性電路板廠有能力運用此技術製造 RFID 標籤。繞線技 術僅可用於製造 125 KHz 與 13.56 MHz 頻段的 RFID 標籤，無法用於製造超高 頻(UHF) 頻段的 RFID 標籤。印刷技術與蝕刻技術均可以運用於大量製造 13.56MHz 與 UHF 頻段。 印刷天線有以下優點： (1) 印刷式天線製造可較精確調整電性能參數，將卡片使用性能最佳 化。RFID 標籤電性能參數的設計是十分重要的，它直接影響了 RFID 標籤的讀卡距離對讀卡機的適應性和工作穩定性。RFID 標籤的主要 技術電性能主要參數有：諧振頻率、Q 值和阻抗。為了達到最優性 標籤製造技術都可以採用改變天線匝數、天線尺寸大小和線徑粗細 方法來獲得。但印刷天線技術除此以外，可以透過局部改變線的寬 度，改變晶片層的厚度等精確調整到所需的目標值。RFID 標籤的諧 振頻率、Q 值和阻抗可以採用阻抗儀或是網絡分析儀測出。 (2) 印刷式天線製造可任意改變線圈形狀，以適應用戶表面加工要求。 甚至為非規則曲線以滿足客戶要求，而不降低任何使用性能。 (3) 印刷式天線製造適合於各種不同廠家提供的晶片模塊。隨著 RFID 標 籤的廣泛多的 IC 晶片廠家都加入到生產 RFID 晶片模塊的隊伍。由於 缺乏統一的標準，電性使用，越來越能參數也不同，而印刷天線 INLAY 結構的靈活性，可分別與各種不同晶片以及採用不同封裝形式的模塊 相匹配，以達到最佳使用性能。 天線印刷是一道重要加工程序。天線印刷技術與一般網版印刷技術相同。 首先按設計好的天線形狀進行製版。印刷網目可按實際需要在 100-257 目/吋之 間選用。印刷油墨的選用十分關鍵。由於油墨是導電體。油墨主要成分是金屬
5 如銀和鋁等。要選用那些低電阻率、荷值比高的油墨。印刷後線圈的電阻一般 在 2-25Ω 之間。根據實際技術需要，採用單面或雙面印刷天線，可以獲得所需 要的感抗。要想獲得高質量的天線，還需要在許多細微之外進行改進，如油墨 選用、油墨調和、壓力大小、網目選用等，印刷板製作和油墨乾燥等方面。這 些都需要長期的工作實際經驗累積。與繞線和蝕刻天線相比，印刷天線的技術 的特點是投資少、效率高。
6
1.2 相關文獻探討
目前在文獻上，有關 RFID Tag 天線設計，大多數均以偶極天線與彎折偶極 天線設計居多，並且由於天線小型化的需求，蜿蜒 (meander line) 的設計被廣泛 的使用，除了縮小化的挑戰外，阻抗匹配問題更需另外思考，一般微波電路輸入 /出阻抗均設計成 50 歐姆，因此，在天線設計上只需把輸入阻抗設計為 50 歐姆， 就能與後端電路相結合。然而，在 RFID Tag 天線設計上，由於各家 Tag chip 尚 未有統一規格，不同 Tag chip 的輸入阻抗均有差異，目前常見的阻抗為 3-150 歐 姆，電抗則為 50-200 歐姆(為電容性)，因此在設計上，必須先決定欲使用的 Tag chip 方能進行天線的設計。並且，由於一般 Tag chip 輸入阻抗多為電容性的緣故， 為了能與天線做匹配，在天線設計上輸入阻抗需加入電感性阻抗的考量，而不再 是單純的 50 歐姆，否則將會造成天線與 Tag chip 不匹配的問題產生，此外，基 於應用與成本上的考量，RFID 標籤天線大多採單一平面式設計，天線之火線與 地線位於同一平面，並藉由印刷技術將天線印製於基板上。 常見之平面式 RFID 天線架構如文獻[4]-[5]，其為使用電感性耦合饋入及蜿 蜒偶極天線架構作為輻射體，電感性耦合饋入可使天線輸入阻抗具有電感性虛 部，並藉由調整饋入圓環之大小及饋入圓環與輻射體之距離調整天線輸入阻抗， 其架構如圖 1.2 所示，相似之架構尚有改變偶極天線之形狀與使用兩個偶極天線 來增加天線之實部輸入阻抗[6]，如圖 1.3，與使用電感性耦合饋入之單極天線架 構[7]，其中文獻[6]之設計乃為利用降低輻射電阻之方式提高天線實部輸入阻 抗，然而降低輻射電阻將使得天線之輻射增益變差，亦即其為犧牲天線輻射特性 來調整天線之輸入阻抗。7 圖1.2 電感性耦合饋入 圖1.3 增加天線實部輸入阻抗之電感性耦合饋入 其他偶極天極架構之 RFID 天線如文獻[8]，為蜿蜒偶極天線並利用額外的蜿 蜒段來增加電感性與加上一負載段來調整天線之輸入阻抗，如圖 1.4。除了蜿蜒 的設計，彎折之偶極天線亦為常見之架構，如文獻[9]-[10]，為使用兩支彎折之 偶極天線並於饋入端加上 T 型匹配網路來調整天線之輸入阻抗，如圖 1.5。而文 獻[11]則使用兩支路徑相近之彎折偶極天線於 UHF 頻段產生兩個相近的共振頻 率點以增加頻寬，並藉由調整路徑差與兩支偶極天線相連接位置來改變天線之輸 入阻抗，如圖 1.6，而此一設計頻寬雖然較單一共振頻率點寬，但其實質頻寬亦 只有約 40MHz，並無顯著的寬頻特性。此外，亦有使用摺疊偶極天線(folded dipole antenna)架構之 RFID 天線，如文獻[12]，利用調整摺疊偶極天線之尺寸與結構可 調整天線之輸入阻抗，如圖 1.7。
8
圖1.4 蜿蜒偶極天線架構
圖1.5 彎折偶極天線架構與 T 型匹配網路
圖1.6 相近路徑彎折偶極天線架構
9 除了偶極天線外，亦有文獻使用環形天線(loop antenna)之架構[13]-[15]，如 圖 1.8，然而由於環形天線所需之共振路徑為一個波長，對操作於 915MHz 之 RFID 天線來說，一個波長之共振長度勢必會使天線佔據相當大的面積，為其主要的缺 點，其中文獻[14]之設計天線輸入阻抗為 50 歐姆，適用在 50 歐姆系統，並無針 對微晶片阻抗做阻抗匹配設計。 圖1.8 環形天線架構 其他尚有使用槽縫天線(slot antenna)架構之設計[16]-[17]，文獻[16]為一 T 型 槽縫天線，如圖 1.9(a)，天線輸入阻抗設計為 50 歐姆且操作於較高頻段；文獻[17] 則為 H 型槽縫天線，如圖 1.9(b)，其利用調整 H 型槽縫之尺寸來調整天線輸入 阻抗，該文獻並探討 RFID 天線應用於人體之特性。 (a) (b) (a) (b) 圖1.9 槽縫天線架構
10 上述各文獻之架構，除了少數幾篇天線輸入阻抗設計於 50 歐姆外，大部份 之設計皆會針對其所欲搭載之微晶片阻抗而特別設計天線輸入阻抗值，然而因為 各家微晶片之輸入阻抗值不盡相同，各個設計之天線輸入阻抗值亦不相同，而調 整天線輸入阻抗之方法亦因天線之架構與欲匹配之微晶片阻抗值不同而異，且天 線輸入阻抗之可調範圍亦有相當程度之限制，通常該調整天線阻抗之設計只匹配 於與其所使用微晶片相近之阻抗值，若更換一顆與原本微晶片阻抗值相差較大之 微晶片時，該設計即不易與之匹配，因此就各種不同調整天線輸入阻抗之設計皆 有其適用範圍與限制，目前尚無任何設計可以適用於各種不同的微晶片阻抗值。 另一方面，調整天線輸入阻抗之設計通常實部阻抗與虛部阻抗之變動為相依的， 亦即當調整虛部阻抗時實部阻抗亦會同時改變，而非實虛部阻抗可獨立地各別調 整，此特性亦會增加天線與微晶片間阻抗匹配之困難度。
11
第二章 RFID 天線設計
2.1 RFID 天線設計理念
RFID 電子標籤主要包含儲存與調變資料之微晶片與負責資料傳送與接收之 天線，本論文即為設計一操作於 915MHz 頻段 RFID 系統之標籤天線，而欲設計 此類的標籤天線主要需要考量兩個部份，一為天線之輻射架構，設計具有良好輻 射及適當天線場型之輻射本體將有助於擴大電子標籤的有效作用範圍；另一部份 則為阻抗匹配，由於 RFID 標籤必須由天線與微晶片搭配操作，由天線接收讀取 器發射之訊號，傳送至微晶片，訊號經由微晶片調變過後再藉由天線回傳給讀取 器，如此完成資料的存取，因此，天線與微晶片之間必須要有良好的阻抗匹配， 以降低天線與微晶片間的反射損失，而微晶片之輸入阻抗通常不是 50ohm，較常 見的阻抗值為一小實部與電容性虛部，此微晶片阻抗值使得天線不易與之匹配， 且高 Q 值的特性將使頻寬受限，所以天線輸入阻抗的值必須依據所使用之微晶 片而特別設計。 在操作上為了應付由讀取器所發射之不同角度的電磁波訊號，RFID 標籤天 線通常設計為在某一切面(cut)上具備全向性(omnidirectional)的輻射場型，同時天 線之輻射效率(radiation efficiency)亦不能太低，較高的天線輻射增益值有助於擴 大標籤天線的有效讀取範圍，目前較常見之輻射體架構為偶極天線(dipole antenna)與環形天線(loop antenna)。 而在許多應用上 RFID 標籤大多是無源工作的，這意味著微晶片工作時所需 要的全部能量必須由讀取器所供應，因此，天線所接收到的訊號功率必須有效的 傳送至微晶片，以使微晶片能夠獲得足夠的功率正常工作，而為了達到最大的功 率傳送，天線之輸入阻抗必須與微晶片之輸入阻抗為共軛匹配，即 * * ( ) a a a c c c Z R jX Z R jX12
其中 Za為天線之輸入阻抗，Zc為微晶片之輸入阻抗。
目前常用之微晶片其阻抗大多為一較小之實部與電容性虛部，本論文所使用 之微晶片為 TI UHF Gen2 IC，其輸入阻抗為一 350Ω電阻並聯一 2.5pF 電容，在 操作頻率 915MHz 時輸入阻抗值為 13.3-j67Ω，晶片之輸入阻抗隨頻率之變化如 圖 2.1 所示，因此天線之輸入阻抗在 915MHz 時必須為微晶片輸入阻抗之共軛 值，即 * * 13.3+ 67 (13.3 67) a c Z j Z j 所以天線之輸入阻抗需設計為一較小實部與電感性虛部。 500 700 900 1100 1300 1500 -150 -100 -50 0 50 Frequency (MHz) Imp e da nc e ( Ω ) Real part Imaginary part 500 700 900 1100 1300 1500 -150 -100 -50 0 50 Frequency (MHz) Imp e da nc e ( Ω ) Real part Imaginary part Real part Imaginary part 圖2.1 微晶片之輸入阻抗隨頻率變化圖 鑑於 RFID 標籤天線必須具備一電感性虛部，天線輸入阻抗之設計有別於 一般虛部為零的情形，而為了實現此一電感性虛部，目前常見的方式如文獻 [4]，其為使用電感性耦合饋入的方式，如圖 2.2(a)所示，利用一矩形環與天線 輻射本體之間的電感性耦合，可藉由調整矩形環與輻射體之間的距離及改變矩 形環的大小來調整耦合的強度，此電感性耦合之特性可等效為一變壓器，如圖 2.2(b)，因此於饋入端可看到電感性之虛部。
13 圖2.2 電感性耦合饋入 另一實現電感性虛部的方法如文獻[9]，其在饋入端的 T 型匹配網路係為利 用細長金屬走線來實現電感，因而可增加由饋入端看到的電感性虛部；文獻[8] 亦為利用增加額外的蜿蜒段來實現電感性虛部以及文獻[11]同樣為利用細長金 屬走線來實現電感。 由上述可知，RFID 標籤天線阻抗匹配乃設計之重點，同時亦需考量輻射 效率的好壞與輻射場型之全向性與否，以達到良好的特性與較廣的適用範圍， 以下就此設計原則並針對本論文使用之微晶片(TI UHF Gen2 IC)之阻抗值，設 計幾款不同架構之天線，並加以分析比較。
14
2.2 環形天線架構之 RFID 天線
本節設計所採用之天線架構為環形天線(loop antenna)，其所需的共振路徑約 為操作頻率之一個波長長度，操作在 915 MHz 時大約是 328mm，並以圓形的方 式佈局，由於所需共振路徑較長，為了縮小面積，因而將走線由圓周往圓心方向 蜿蜒(meander)，再折回圓周，如此方式規則排列蜿蜒 16 次，其結構如圖 2.3 所 示，而在圓心周圍之小圓環為調整阻抗匹配之作用，藉由調整內部小圓環之大小 可調整天線之輸入阻抗，並在小圓環上預留一缺口(gap)作為微晶片之饋入連接 端。此外，不同於電感性耦合饋入的方式，此結構以走線直接連接微晶片之兩端 與其中一蜿蜒段，即微晶片直接饋入於輻射體，電流由微晶片之正端，走長度約 為 一 個 波 長 之 路 徑 後 ， 接 回 微 晶 片 之 負 端 ， 天 線 整 體 之 尺 寸 為 54mm × 54mm(29.16cm2)。天線之輻射場形如圖 2.5 所示，為一零點在 y 軸之甜甜圈場型， xz 平面為全向性場型，其峰值增益(peak gain)為-0.96dB。天線輸入阻抗對頻率的 響應如圖 2.4 所示，在操作頻率 915MHz 時為 40.8+j65.9Ω，與欲匹配之微晶片 阻抗值相比，實部阻抗值過大。 此架構的缺點為由於其使用的為環形天線之架構，所需的共振路徑較大，約 為一個波長，因此所需的面積也較大，縱使使用蜿蜒的方式來縮小面積，但其整 體的面積仍屬較大，而且蜿蜒的部份其電流相反，輻射互相抵消，並無有效地輻 射，有效輻射段只有外圍圓周走線的部份，而左半圓與右半圓之於 x 軸方向的電 流亦為相反方向，未抵消的有效輻射只有 y 軸方向分量之電流，故其輻射場形為 一零點在 y 軸之甜甜圈場形。若要再縮小面積，可利用圓內未使用到的面積再做 蜿蜒的動作，但相對地外圍圓周亦會縮小，使得有效輻射段更小，輻射抵消段更 多，因此天線的輻射效率與增益都會變得更差。基本上，環形天線架構的天線增 益與其天線面積成正比，面積愈小，增益亦愈小，因此此架構必須在天線面積與 天線增益之間取一個折衷。15 y x y x y x 圖2.3 環形天線架構之 RFID 天線 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 915 MHz 65.92 915 MHz 40.82 Impe da nc e ( Ω ) Real part Imaginary part 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 915 MHz 65.92 915 MHz 40.82 Impe da nc e ( Ω ) Real part Imaginary part Real part Imaginary part 圖2.4 環形天線架構之 RFID 天線輸入阻抗 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 z x -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 z y (a) (b) -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 z x -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 z x -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 z y -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 z y (a) (b)
16
2.3 槽縫天線架構之 RFID 天線
本節設計所採用之天線架構為類似槽縫天線(slot antenna)的架構，在一尺寸 為 50mm×30mm(15cm2 )的導體面積上，切割一倒 E 形槽縫，槽縫的寬度為 1mm， 槽縫天線所需之共振路徑約為二分之一波長，操作在 915 MHz 時大約是 164mm，在此結構中，槽縫的總長度為接近二分之一波長，為了縮小面積，槽縫 路徑沿著導體邊緣彎折，並由槽縫之中間位置饋入。導體上主要的電流會延著槽 縫的周圍分佈，並同樣使用類似於 2.2 節之饋入方式，改為一矩形之圓環，並在 矩形之一邊長上預留一缺口作為微晶片之饋入連接端，以兩段走線連接微晶片之 兩端與槽縫之兩側。主要的電流分佈可分成兩路，由微晶片之正端，一路延著矩 形圓環流，另一路延著槽縫之邊緣流，最後皆流回微晶片之負端，天線的結構圖 如圖 2.6 所示，同理，矩形圓環為調整阻抗匹配之作用，藉由調整矩形圓環之大 小，可調整天線輸入阻抗值。天線之輻射場形如圖 2.8 所示，為一零點在 y 軸之 甜甜圈場形，xz 平面為全向性場型，其峰值增益(peak gain)為-6.16dB。天線輸入 阻抗對頻率的響應如圖 2.7 所示，在操作頻率 915MHz 時為 3.41+j82.3Ω，由圖 中可看出實部阻抗值太小。 此架構之缺點為天線輻射增益值太小，輻射效率很低，有關輻射效率的探討 會在 2.5 節做分析。此外，圖 2.6 中最靠近左右兩邊緣之槽縫，其電流方向為相 反，因此輻射抵消，所以此兩段槽縫的作用在於提供共振路徑，並不貢獻輻射， 另一方面，較長的共振路徑，電流所需走的距離較長，因此在金屬及板材上的損 耗(loss)也會較大，降低輻射效率。17 y x y x 圖2.6 槽縫天線架構之 RFID 天線 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 915 MHz 82.32 915 MHz 3.408 Real part Imaginary part Imp e da nc e ( Ω ) 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 915 MHz 82.32 915 MHz 3.408 Real part Imaginary part Real part Imaginary part Imp e da nc e ( Ω ) 圖2.7 槽縫天線架構之 RFID 天線輸入阻抗 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 z x (a) (b) -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 z y -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 z x -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 z x (a) (b) -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 z y -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 z y
18
2.4 環形 RFID 天線
鑑於 RFID 天線之輸入阻抗必須為一較小實部與電感性虛部，回顧常見之天 線架構，其中小圓環天線(small loop antenna)即為具有小實部與電感性虛部之特 性[18]，因此本節之設計便是以此基本架構為基礎，設計符合本論文規格之天 線，以下就小圓環天線之概念做一簡單之介紹。 如圖 2.9(a)，為一小圓環天線，電流由一端饋入，繞行一小圓環路徑後由另 一端流出，由於小圓環的周長很小於操作頻率之波長，因此在小圓環路徑上之電 流為同方向均勻分佈，其可等效成為圖 2.9(b)之等效電路，包含兩電阻及一電感， 因此其輸入阻抗可表示如式(2.1)，其中 Rr為輻射電阻(radiation resistance)、Rohm
為歐姆電阻(ohmic resistance)、L 為輸入電感(input inductance)，故其輸入阻抗可 具有一電感性之虛部，而小圓環天線之輻射電阻與歐姆電阻通常很小，所以天線 之輸入阻抗為小實部與電感性虛部。 in r ohm
Z
R
R
j L
(2.1) 圖2.9 (a) 小圓環天線 (b) 等效電路 小圓環天線可視為一等效磁偶極(magnetic dipole)在小圓環之中心軸，如圖 2.10(a)所示，而圖 2.10(b)為一電流方向在 z 軸之短偶極(short dipole)天線，由於 小圓環天線之電場與磁場與短偶極天線之電場與磁場互為對偶(dual)，因此，小19 圓環天線之輻射場型與短偶極之輻射場形相同，為一零點在 z 軸之甜甜圈場型， 如圖 2.10(c)所示。 圖2.10 (a) 小圓環天線 (b) 短偶極天線 (c) 輻射場型 基於上述小圓環天線之概念，並以金屬走線來實現小圓環之架構，模擬一 半徑為 15mm 線寬為 3mm 之圓環，由模擬結果得到在 915MHz 時其輸入阻抗 值為 11+j428Ω，實部阻抗雖然接近所需匹配之值，但虛部阻抗顯然太大，因 此需要降低虛部的電感值，以符合所欲匹配之微晶片阻抗。 為了降低虛部之值，於圓環上距饋入端 180 度之位置連接兩段間距僅 0.4mm 之相鄰走線，如圖 2.11(a)所示，此相鄰走線可視為串聯一開路端(open end) 傳輸線，開路端傳輸線之輸入阻抗為Zin jZ0cot，在長度小於四分之波長 時為電容性阻抗，因此可降低虛部阻抗的值，且改變開路端傳輸線的長度可調 整共振頻率，增長開路端傳輸線長度，會使共振頻率往高頻移，經由適當調整 開路端傳輸線之長度與圓環之大小後，其輸入阻抗在 915MHz 之阻抗值為 4.33+j60.72，由模擬可得虛部阻抗值有效地降低了，但由於共振頻率也往高頻 移，使得實部阻抗亦跟著下降，約在 4Ω左右。整體天線之尺寸為 38.6mm× 38.6mm(14.9cm2)。 另一調整天線輸入阻抗之方法為在其饋入端再連接兩段如上述之相鄰走 線，如圖 2.11(b)所示，由於是連接於饋入端之兩端，可視為並聯一開路端傳輸 線，同樣地調整其長度可調整天線之輸入阻抗與共振頻率，經由適當地選擇並
20 聯開路端傳輸線長度與串聯開路端傳輸線長度及線寬，輸入阻抗隨頻率的響應 如圖 2.12，在 915MHz 之阻抗值為 8.33+j74.1，實虛部皆較接近所需設計之值， 整體天線之尺寸維持 38.6mm×38.6mm(14.9cm2 )，輻射場型為零點在 z 軸之甜甜 圈場型，如圖 2.13
，
峰值增益為-1.61dB，平均增益為。 (a) (b) y x y x (a) (b) y x y x y x y x 圖2.11 環形 RFID 天線 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 915 MHz 66.81 915 MHz 8.339 Real part Imaginary part Impe da nc e ( Ω ) 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 915 MHz 66.81 915 MHz 8.339 Real part Imaginary part Real part Imaginary part Impe da nc e ( Ω ) 圖2.12 環形 RFID 天線輸入阻抗21 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 y x -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 z x (a) (b) -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 y x -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 y x -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 z x -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 z x (a) (b)
圖2.13 環形 RFID 天線輻射場型 (a) xy-plane (b) xz-plane
上述兩種匹配方法，雖然在 915MHz 時可接近所需要匹配之阻抗值附近，但 其特性為窄頻，因阻抗隨頻率之變化很大，只要頻率不是操作在 915MHz 天線阻 抗值即偏離所需匹配的值，因此此匹配方法只匹配在單點頻率，而非匹配至某個 區間頻段，在實作上若有些許頻飄時，可能天線與微晶片即不匹配，為較不理想 之匹配。
22
2.5 比較
本節就前述三種不同架構，分別比較分析其特性，首先探討輻射效率的好 壞，將上述前種架構之峰值增益、平均增益與輻射效率列表如表 2.1，由表中可
發現此三種架構的輻射效率都不高，輻射效率之公式如式(2.2)，其中 Rr為天線
之輻射電阻(radiation resistance)， Rohmic為損耗電阻(ohmic loss resistance)。由式
(2.2)可知，輻射效率不高可能的原因有二，一為輻射電阻 Rr太小，使得輻射效 率 er變小，並且使歐姆損耗的效應相對變大；另一原因為損耗電阻 Rohmic太大， 即電路的損耗太大，亦會降低輻射效率 er，輻射效率與天線的結構及實現電路的 材料有關。 r r r ohmic R e R R (2.2) 表2.1 峰值增益與輻射效率之比較
Antenna type Peak gain at 915MHz
Efficiency
-1.32dB 43.2%
-6.16dB 15.0%
-2.21dB 46.0%
Antenna type Peak gain at 915MHz Efficiency -1.32dB 43.2% -6.16dB 15.0% -2.21dB 46.0% 關於材料之特性參數，本論文實現電路的製程使用之基板(substrate)為
PET，其相對介電係數(relative permeability)εr為 3.25，板材損耗(dielectric loss
tangent)為 0.0073；而電路之導體部份為銀膠，其導電係數(conductivity)較低， 為銅的二十分之一，約為 2.94×106 s/m。由於所使用之製程導體的導電係數較 低，在電路上造成的損耗較大，使得損耗電阻 Rohmic 較大，因而使輻射效率下 降。為了探討電路的損耗對輻射效率的影響，分別對前述不同架構以兩種材料 參數做模擬，一種為考慮材料損耗較低的模擬，基板材質設為 PET，導體則設 為常用的導電係數較高之銅，其導電係數為 5.8×107 s/m；另一種為考慮實際製
23 程材料損耗的模擬，將基板設為 PET，導體設為銀膠，並將模擬之結果列表如 表 2.2。 由表中可發現，在考慮製程材料損耗的情況下，輻射效率皆比使用銅的情 形來得低，另外針對不同的架構，材料損耗對輻射效率影響程度不盡相同，主 要是因為電流所走的路徑長度不同，以 2.2 節之架構來說，由於是採用一個波 長的共振路徑，電流在導體上所走的路徑很長，因此所造成的損耗也較大，所 以在考慮材料損耗後輻射效率下降較多；而 2.3 節之架構，電流亦走了約二分 之一波長之路徑，電路損耗亦造成輻射效率降低不少。 表2.2 不同材料對峰值增益與輻射效率之比較 Antenna type Peak gain at 915MHz (銅)
Efficiency Peak gain at 915MHz (銀膠) Efficiency 0.97dB 73.5% -1.32dB 43.2% -2.18dB 37.3% -6.16dB 15.0% -0.09dB 70.5% -2.21dB 46.0% Antenna type Peak gain at 915MHz (銅)
Efficiency Peak gain at 915MHz (銀膠) Efficiency 0.97dB 73.5% -1.32dB 43.2% -2.18dB 37.3% -6.16dB 15.0% -0.09dB 70.5% -2.21dB 46.0% 除了電路損耗的因素，另外一個造成低輻射效率的原因為輻射電阻 Rr 太 小，輻射電阻的大小與天線的結構及電流的分佈有關，由表 2.2 中可發現，2.2 與 2.3 之結構即使在低電路損耗的條件下，即導體部份設為銅，其輻射效率仍 屬偏低，主要是因為其架構本身的輻射能力較差，電流反向部份輻射互相抵 消，使得有效的輻射段較少，因而降低輻射電阻，使得輻射效率不好。經由表 2.2 的模擬比較，可觀察出電路損耗與天線架構對輻射效率的影響，前述三種 設計基於架構本身輻射能力較差與電路損耗較高等不同程度的影響，皆使其輻 射效率不高，因此，如何降低電路損耗與提高輻射能力是改善輻射效率的重要 考量。
24 除了輻射效率之比較，本段探討前述三種設計的匹配方法，2.2 節與 2.3 節 之匹配方法相類似，皆為利用一圓環連接於饋入端之兩端，該圓環可實現電感 性虛部，並藉由調整該圓環之大小可以調整天線之輸入阻抗值，基本上增大匹 配圓環的大小可以增加電感性，反之亦然，因此可經由適當調整圓環之大小來 調整虛部阻抗值，以符合所需設計之值；但另一方面，改變圓環的大小亦會改 變共振頻率點，因此實部阻抗值也會跟著改變。利用調整匹配圓環來調整天線 輸入阻抗的方法，雖然可改變實虛部阻抗的值，但其變化為相依的，實虛部阻 抗會同時變化，並非實虛部可獨立調整，常常為虛部阻抗達到所欲設計的值而 實部阻抗卻太大或太小，而再將實部阻抗調回所需之值時虛部阻抗卻偏離所需 設計的值，因此此種匹配方法並不一定能適當地匹配到微晶片之阻抗值。 而 2.4 節之匹配方法則為利用圓環結構本身即具備一較大的電感性虛部， 再分別串聯與並聯開路端傳輸線，其電容性虛部的特性可以抵消圓環本身過大 的電感性，藉由調整串並聯開路端傳輸線之長度，可以調整天線輸入阻抗的虛 部值至所需設計的值，但改變串並聯開路端傳輸線的同時也會改變共振頻率 點，當共振頻率往高頻移時，實部阻抗會變小，反之亦然，因此在調整阻抗匹 配時實虛部阻抗亦會同時改變，不易單獨調整實虛部的值，雖然在 2.4 節的設 計中實虛部阻抗接近所需匹配的值，但若使用不同的微晶片阻抗時，亦有可能 不易匹配到所需的阻抗值。 表2.3 各架構於 915MHz 之天線輸入阻抗值
Antenna type Input impedance (Ω ) at 915MHz 40.82+j65.92
3.41+j82.32 8.34+j66.81 Antenna type Input impedance (Ω )
at 915MHz 40.82+j65.92
3.41+j82.32 8.34+j66.81
25 表 2.3 列出前述三種不同架構於操作頻率 915MHz 時的實虛部阻抗值，匹 配微晶片阻抗所需之天線阻抗值為 13.3+j67Ω，其中 2.4 節之設計為較接近的 值，2.2 節與 2.3 節之設計匹配得較不理想，另外值得注意的是，前述三種架構 天線輸入阻抗隨頻率的變化都較大，這意味著天線與微晶片之間只有在操作頻 率 915MHz 時為匹配，一旦頻率偏離 915MHz 天線輸入阻抗即偏離所需匹配之 值，使得阻抗匹配呈現較窄頻的特性。
26
第三章 多重環形電感之 RFID 天線設計
3.1 多重環形電感 RFID 天線之設計概念
鑑於第二章之幾款設計在輻射增益與匹配上之特性不盡理想，本章提出一使 用多重環形電感 RFID 天線之設計，可改善前述設計之缺點，並具有較寬頻之頻 寬與較佳的特性，首先在本章的設計中，天線的輻射體採用偶極天線(dipole antenna)架構，偶極天線之輻射場型為一甜甜圈場型，其 H-plane 的場型為全向 性，適用於 RFID 天線之應用，偶極天線所需之共振路徑為二分之一波長，操作 於 915MHz 時為 164mm，然而偶極天線輸入阻抗之虛部乃呈現電容性，因此需 要設計適當的阻抗匹配網路使其具有電感性之虛部與適當的實部。而為了實現電 感性的虛部，採取的方法為於饋入端之兩端附近增加一矩形小圓環路徑，由偶極 天線之一臂(arm)分支一小段走線至偶極天線的另一臂，此小圓環之一邊長即為 偶極天線臂之一部份，天線結構圖如圖 3.1 所示，天線之單一臂長為 86mm，約 為操作頻率之四分之一波長，並為使面積縮小將天線臂末端向上彎折，微晶片由 中央之狹縫(gap)饋入，電流之分佈分為兩個路徑，一為電流由饋入之一端流向 偶極天線臂之末端，另一路徑為電流由饋入之一端出發，繞行矩形小圓環路徑後 流回饋入之另一端。天線之尺寸參數為：l =100mm、w=15mm、l1=25mm、lw=2mm、 l a1=17mm、l b1=3mm。 1 w
w 1 a 1 b y x 1 w
w 1 a 1 b 1 w
w 1 a 1 b y x y x 圖3.1 單一環形電感 RFID 天線27 利用此一矩形電感性小圓環可增加由饋入端看到的電感性使天線輸入阻抗 具有電感性之虛部，改變此電感性圓環的大小，即調整la1與lb1之長度，可調整 天線之輸入阻抗，基本上增大電感性圓環的大小，虛部電感性增加，相反地若縮 小電感性圓環，則虛部阻抗值變小，調整電感性圓環大小對天線輸入阻抗之影響 如圖 3.2 所示，由圖中可發現，調整電感性圓環大小雖然不會改變天線之共振頻 率，但實部阻抗值亦會隨電感性圓環大小的改變而增減，亦即增大電感性圓環會 同時提高天線實虛部阻抗值，縮小電感性圓環會同時降低天線實虛部阻抗值。利 用此匹配方法之另一個特性為，可使天線輸入阻抗以共振頻率點為中心呈現對稱 性分佈，相較於前述章節之匹配方法均屬於較窄頻的特性，此對稱性阻抗分佈可 使天線之反射損耗(return loss)曲線於共振頻率點附近出現兩個低點，其具有寬頻 的效果。此外，由圖中亦可觀察出，當電感性圓環增大時，除了實虛部阻抗值變 大外，實虛部阻抗隨頻率的變化亦會增大，此特性將使得阻抗頻寬減小。 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Resi sta n ce (Ω ) 0 25 50 75 100 125 150 Reac ta nc e ( Ω ) 1 17 mm 1 3mm a b 1 19 mm 1 4mm a b 1 21 mm 1 5mm a b 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Resi sta n ce (Ω ) 0 25 50 75 100 125 150 Reac ta nc e ( Ω ) 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Resi sta n ce (Ω ) 0 25 50 75 100 125 150 Reac ta nc e ( Ω ) 1 17 mm 1 3mm a b 1 19 mm 1 4mm a b 1 21 mm 1 5mm a b 1 17 mm 1 3mm a b 1 19 mm 1 4mm a b 1 21 mm 1 5mm a b 圖3.2 單一電感性圓環大小變化對天線輸入阻抗之影響 使用單一電感性圓環來調整天線輸入阻抗，雖然可調整實虛部的值，但其變 化為相依的，亦即虛部阻抗改變時實部阻抗也會跟著改變，實虛部不易獨立調 整，仍有可能發生天線阻抗實虛部無法同時匹配至微晶片阻抗之實虛部值，為了
28 改善此一缺點，進一步的設計為在原本的矩形圓環外側再加上第二圈的矩形圓 環，成為雙重電感性圓環的匹配網路，如圖 3.3 所示，偶極的單一臂長為 90mm， 天線之尺寸參數為：l =100mm、w=15mm、l1=29mm、lw=2mm、l a1=18mm、l b1=3mm、l a2=24mm、l b2=6mm。 1 w
w 1 a a2 1 b 2 b y x 1 w
w 1 a a2 1 b 2 b 1 w
w 1 a a2 1 b 2 b y x y x 圖3.3 雙重環形電感 RFID 天線 加上第二圈電感性圓環後可降低天線實部阻抗值，而虛部阻抗幾乎維持原本 的值，其變化很小，加上第二圈電感性圓環後天線阻抗之變化如圖 3.4，由圖中 可觀察出，當只有單一圈電感性圓環時，於共振頻率點天線輸入阻抗值為 29.6+j66.0Ω，加上第二圓電感性圓環經適當調整後，共振頻率點的阻抗值變為 18.0+ j66.7Ω，經比較後可以發現實部阻抗值下降了 11.6Ω，而虛部阻抗值幾乎 維持不變，因此可利用此一特性來實現實虛部阻抗可獨立調整之匹配網路，欲分 別調整天線實虛部阻抗的方法為：先改變第一圈電感性圓環的大小，使天線阻抗 之虛部接近所需設計的值，此時實部阻抗值可能太大，再利用加上第二圈之電感 性圓環來降低實部阻抗至所需設計的值，如此便可分別地調整天線輸入阻抗實虛 部之值至所欲匹配的微晶片阻抗值，提高了天線輸入阻抗調整之自由度。29 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Resi sta n ce (Ω ) Reac ta nc e ( Ω ) 0 25 50 75 100 125 150
One inductive loop Two inductive loops
700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Resi sta n ce (Ω ) Reac ta nc e ( Ω ) 0 25 50 75 100 125 150
One inductive loop Two inductive loops One inductive loop Two inductive loops
圖3.4 單一環形電感與雙重環形電感天線輸入阻抗之比較 另外值得注意的一點為，增加第二圈電感性圓環後天線阻抗實虛部的變化將 變得更平緩，由圖 3.4 中可觀察到，虛部阻抗曲線在操作頻率附近之負斜率區段， 於增加第二圈電感性圓環後其斜率之絕對值變小，亦即虛部阻抗隨頻率的變化趨 於平緩，而共振頻率點的虛部阻抗值維持不變；實部阻抗曲線也因共振頻率點阻 抗值下降而變化較平緩，如此之特性將使得天線阻抗頻寬變寬，為增加第二圈電 感性圓環的另一項優點。 由上述之比較可知，增加電感性圓環具有可獨立調整天線之實虛部阻抗值與 增加頻寬之特性，因此可針對不同的微晶片阻抗值調整天線輸入阻抗與之匹配， 而微晶片之阻抗值通常為一小實部搭配電容性虛部，在設計上若所需匹配之微晶 片阻抗虛部值較大時，則需將第一圈電感性圓環加大以提高天線之虛部阻抗值， 此時天線之實部阻抗值亦會較高，利用加上第二圈之電感性圓環來降低實部阻抗 值後，實部阻抗值仍有可能還是太大，此時可在第二圈電感性圓環之外側再加上 第三圈電感性圓環，能有效地降低天線實部阻抗值，並且虛部阻抗值維持不變， 而實虛部阻抗曲線隨頻率的變化亦會更趨於平緩，即具有增加頻寬之效果，可抵 消因為增大第一圈電感性圓環所造成的窄頻效應。
30
3.2 多重環形電感 RFID 天線之參數模擬
繼 3.1 節探討多重環形電感 RFID 天線之設計後，本節將針對此架構的各個 參數變化模擬與分析其特性，首先模擬電感性圓環的大小對天線輸入阻抗之影 響，單一電感性圓環的特性已如圖 3.2 所示，第二圈電感性圓環大小對天線輸入 阻抗的響應如圖 3.5 所示，由圖中可觀察出，第二圈電感性圓環的大小變化基本 上對天線輸入阻抗沒有太大的影響，只有些微的變化：實部值略為降低與虛部值 略為提高及共振頻率略往高頻移，因此，調整天線阻抗時主要是調整第一圈電感 性圓環的尺寸來決定虛部的值，再藉由增加第二圈電感性圓環降低實部的值，而 第二圈電感性圓環的大小則可供小範圍的微調。 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Resi sta n ce (Ω ) 0 25 50 75 100 125 150 Reac ta nc e ( Ω ) 2 24 mm 2 6mm a b 2 30 mm 2 9mm a b 2 36 mm 2 12mm a b 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Resi sta n ce (Ω ) 0 25 50 75 100 125 150 Reac ta nc e ( Ω ) 2 24 mm 2 6mm a b 2 30 mm 2 9mm a b 2 36 mm 2 12mm a b 2 24 mm 2 6mm a b 2 30 mm 2 9mm a b 2 36 mm 2 12mm a b 圖3.5 第二圈電感性圓環大小變化對天線輸入阻抗之影響 接下來探討偶極天線之臂長對天線輸入阻抗的影響，針對不同l1長度變化之 模擬如圖 3.6，由圖中可觀察出，偶極天線之臂長會影響共振頻率，當l1長度增 長時，電流共振路徑增長，因而使共振頻率往低頻移動，而實虛部阻抗的值沒有 太大的變化，因此偶極之長度主要為決定共振頻率點。31 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Resi sta n ce (Ω ) Reac ta nc e ( Ω ) 0 25 50 75 100 125 150 126 mm 129 mm 132 mm 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Resi sta n ce (Ω ) Reac ta nc e ( Ω ) 0 25 50 75 100 125 150 126 mm 129 mm 132 mm 126 mm 129 mm 132 mm 圖3.6 偶極天線臂長變化對天線輸入阻抗之影響 接著探討線寬寬度對天線輸入阻抗之影響，針對不同線寬lw變化之模擬如 圖 3.7，由模擬中可觀察出，線寬變細會提高天線實虛部阻抗值且使共振頻率往 低頻移，在考量實作上的容易度，本論文選擇=2mm 之線寬。 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Resi sta n ce (Ω ) Reac ta nc e ( Ω ) 0 25 50 75 100 125 150 0.5 mm w 1.25 mm w 2 mm w 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Resi sta n ce (Ω ) Reac ta nc e ( Ω ) 0 25 50 75 100 125 150 0.5 mm w 1.25 mm w 2 mm w 0.5 mm w 1.25 mm w 2 mm w 圖3.7 線寬變化對天線輸入阻抗之影響 由 3.1 節的敘述中可得知，增加第二圈電感性圓環具提高天線阻抗調整之自 由度與增加頻寬的效果，而如 2.1 節中所提到的，微晶片之輸入阻抗亦是隨頻率
32 而變化的，如圖 2.1，因此要計算天線與微晶片之間阻抗共軛匹配的頻寬，必須 依據 3-1 式來計算，3-1 式為阻抗共軛匹配之反射損失(return loss)計算公式，其 中 Za為天線之輸入阻抗，Zc為微晶片之輸入阻抗，將本論文所使用之微晶片輸 入阻抗隨頻率變化之值與天線輸入阻抗隨頻率變化之值代入 3.1 式，可得天線與 微晶片間的反射損失如圖 3.8 所示，其中雙重電感性圓環之-10dB 頻寬為 135MHz，單一電感性圓環之-10dB 頻寬約為 77MHz，由圖中可比較出增加第二 圈電感性圓環後之阻抗頻寬明顯地增加了。 * a c a c Z Z RL Z Z (3.1) 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 25 20 15 10 5 0 Ret urn l os s (dB )
One inductive loop Two inductive loops
700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 25 20 15 10 5 0 Ret urn l os s (dB )
One inductive loop Two inductive loops One inductive loop Two inductive loops
圖3.8 反射損失比較圖 圖 3.3 雙重環形電感 RFID 天線架構之輻射場型如圖 3.9 所示，為一標準的 偶極天線場型，其零點在 y 軸，xz 平面為全向性場型，峰值增益為 1.63dB，輻 射效率為 85.3%，特性均較前章節之架構好，主要為使用基本的偶極天線架構加 以彎折，而彎折的部份為偶極天線臂的末端，由於末端為開路的邊界條件，其電 流趨於零，所以彎折末端對天線的輻射影響不大，使得天線能保有較高的輻射效 率，此外，由觀察輻射場型為標準的偶極天線場型可得知，雙重電感性圓環的部 份亦不影響輻射，其主要的功能為阻抗匹配網路，並不影響天線輻射場型。
33 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 z x -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 z y
(a) xz-plane (b) yz-plane
-35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 z x -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 z x -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 z y -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 -35 -25 -15 -5 5 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 z y
(a) xz-plane (b) yz-plane
圖3.9 雙重環形電感 RFID 天線之輻射場型 最後，將不同圈數電感性圓環對天線輸入阻抗影響之比較模擬如圖 3.10 所 示，圖 3.10 為在不改變天線其他尺寸參數而只增加電感性圓環之比較，由圖中 可觀察出，增加電感性圓環可降低天線實部阻抗值，而虛部阻抗值幾乎維持不 變，且在共振頻率點附近實虛部阻抗隨頻率之變化亦趨於平緩；此外，增加電感 性圓環亦會使得共振頻率略往高頻頻飄，在設計上只要利用調整偶極天線臂長， 即增加l1之長度即可將共振頻率點調回來。 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Res ista n ce (Ω ) Rea c ta nc e ( Ω ) 0 25 50 75 100 125 150
One inductive loop Two inductive loops Three inductive loops
700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Res ista n ce (Ω ) Rea c ta nc e ( Ω ) 0 25 50 75 100 125 150
One inductive loop Two inductive loops Three inductive loops One inductive loop Two inductive loops Three inductive loops
34
3.3 多重環形電感 RFID 天線之等效電路
本節針對上述多重環形電感 RFID 天線架構提出一等效電路，由於天線之架 構為對稱性結構，因此以其中央對稱對天線之一半結構建構等效電路，另一半結 構亦為相同之等效電路，首先針對單一電感性圓環 RFID 天線建構等效電路如圖 3.11(b)所示，圖 3.11(a)為等效電路對應之天線結構，天線之饋入點即為等效電路 之輸入埠，中央對稱線則為等效電路之接地點，圖中亦標示天線與等效電路之對 應結構，其中 S0線段對應至電感 L0，S11與 S12線段對應至電感 L1，Sa1、Sa2、Sa3 之偶極天線臂對應至電感 La、電阻 Ra及電容 Ca，此外，由於天線結構中之電感 性圓環部份會產生電磁耦合的效應，因此於等效電路中使電感 L0與 L1為具有互 感 之 電 感 以 等 效 天 線 結 構 之 電 磁 耦 合 效 應 ， 其 互 感 係 數 (mutual-coupling coefficient)為 K01。同理，雙重電感性圓環 RFID 天線之等效電路如圖 3.12(b)所 示，圖 3.12(a)為其對應之天線結構，增加的第二圈電感性圓環 S21與 S22線段對 應至電感 L2，而 Ss線段則對應至電感 Ls，雙重電感性圓環相較於單一電感性圓 環增加了電感 L2與 Ls，同樣地雙重電感性圓環之間亦會產生電磁耦合效應，因 此使等效電路中 L0、L1、L2為相互具有互感之電感，以等效雙重電感性圓環之電 磁耦合效應，其互感係數分別為 K01、K02、K12。35 0 S 11 S 12 S 1 a S 2 a S 3 a S (a) 0 S 11 S 12 S 1 a S 2 a S 3 a S 0 S 11 S 12 S 1 a S 2 a S 3 a S (a) L0 L1 La Ra Ca port (b) L0 L1 La Ra Ca port L0 L1 La Ra Ca port (b) 圖3.11 單一電感性圓環 RFID 天線之等效電路 0 S 11 S 12 S 1 a S 2 a S 3 a S s S 21 S 22 S (a) 0 S 11 S 12 S 1 a S 2 a S 3 a S s S 21 S 22 S 0 S 11 S 12 S 1 a S 2 a S 3 a S s S 21 S 22 S (a) L0 L2 La Ra Ca port L1 Ls (b) L0 L2 La Ra Ca port L1 Ls L0 L2 La Ra Ca port L1 Ls (b) 圖3.12 雙重電感性圓環 RFID 天線之等效電路
36 針對不同圈數電感性圓環之天線架構建立等效電路後，分別使用電路模擬軟 體 Microwave Office 模擬等效電路輸入阻抗與使用電磁模擬軟體 HFSS 模擬天線 輸入阻抗，兩者之比較如圖 3.13 所示，圖 3.13(a)為 HFSS 模擬之天線輸入阻抗， 圖 3.13(b)為 Microwave Office 模擬之等效電路輸入阻抗，由兩圖之比對可以觀察 出，等效電路輸入阻抗曲線與天線輸入阻抗曲線非常近似，且增加電感性圓環之 後兩者的變化趨勢亦非常近似，等效電路之各元件值列表如表 3.1 所示，由表中 可比對得知，雙重電感性圓環與單一電感性圓環天線結構相同的部份，其對應的 等效電路元件值皆維持不變，只有增加第二圈電感性圓環所對應的電感 L2與 Ls， 及因為 Sa1線段縮短稍微降低電感 La的值與雙重電感性圓環對應的互感係數稍微 改變。
37 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Resi sta n ce (Ω ) 0 25 50 75 100 125 150 Reac ta nc e ( Ω )
One inductive loop Two inductive loops
(a) 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Resi sta n ce (Ω ) 0 25 50 75 100 125 150 Reac ta nc e ( Ω )
One inductive loop Two inductive loops One inductive loop Two inductive loops
(a) 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Resi sta n ce (Ω ) Reac ta nc e ( Ω )
One inductive loop Two inductive loops
0 25 50 75 100 125 150 (b) 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Resi sta n ce (Ω ) Reac ta nc e ( Ω )
One inductive loop Two inductive loops One inductive loop Two inductive loops
0 25 50 75 100 125 150 (b) 圖3.13 不同圈數電感性圓環 RFID 天線之天線與等效電路比較 (a) 天線輸入阻抗 (b)等效電路輸入阻抗 表3.1 不同圈數電感性圓環 RFID 天線等效電路之各元件值
Element One inductive loop Two inductive loops La(nH) 54.75 52.15 Ra(Ω) 34.15 34.15 Ca(pF) 0.57 0.57 L0(nH) 1.55 1.55 L1(nH) 3.8 3.8 K01 0.20 0.39 Ls(nH) 0.86 L2(nH) 4.46 K02 0.39 K12 0.11
38 此外，針對雙重環形電感 RFID 天線參數變化亦對其建構等效電路的模擬， 圖 3.14 為當第二圈電感性圓環大小變化時天線與等效電路之比對，圖 3.14(a)為 HFSS 模擬之天線輸入阻抗，圖 3.14(b)為 Microwave Office 模擬之等效電路輸入 阻抗，由兩圖比對可觀察出，等效電路之變化趨勢與天線模擬之變化趨勢非常吻 合，等效電路之各元件值列表如表 3.2 所示，由表中比對可得知，改變第二圈電 感性圓環之大小時，即改變線段 Sa1、Ss、S21、S22之長度，只有與之對應的電感 L2與 Ls之值改變，及因 Sa1線段改變而電感 La的值些微降低與第二圈電感性圓 環對應的互感係數稍微改變。 圖 3.15 為當偶極天線臂變化時天線與等效電路之比對，圖 3.15(a)為 HFSS 模擬之天線輸入阻抗，圖 3.15(b)為 Microwave Office 模擬之等效電路輸入阻抗， 由兩圖之比對可觀察出，等效電路之變化趨勢與天線模擬之變化趨勢亦非常吻 合，等效電路之各元件值列表如表 3.3 所示，由表中比對可得知，改變偶極天線 臂長度時，即改變線段 Sa3之長度，只有與偶極天線臂對應的電感 La與電阻 Ra 之值改變，其餘之元件值皆維持不變。
39 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Resi sta n ce (Ω ) Reac ta nc e ( Ω ) 0 25 50 75 100 125 150 2 24 mm 2 6mm a b 2 30 mm 2 9mm a b 2 36 mm 2 12mm a b (a) 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Resi sta n ce (Ω ) Reac ta nc e ( Ω ) 0 25 50 75 100 125 150 2 24 mm 2 6mm a b 2 30 mm 2 9mm a b 2 36 mm 2 12mm a b 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Resi sta n ce (Ω ) Reac ta nc e ( Ω ) 0 25 50 75 100 125 150 2 24 mm 2 6mm a b 2 30 mm 2 9mm a b 2 36 mm 2 12mm a b 2 24 mm 2 6mm a b 2 30 mm 2 9mm a b 2 36 mm 2 12mm a b (a) 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Resi sta n ce (Ω ) Reac ta nc e ( Ω ) 2 24 mm 2 6mm a b 2 30 mm 2 9mm a b 2 36 mm 2 12mm a b 0 25 50 75 100 125 150 (b) 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Resi sta n ce (Ω ) Reac ta nc e ( Ω ) 2 24 mm 2 6mm a b 2 30 mm 2 9mm a b 2 36 mm 2 12mm a b 0 25 50 75 100 125 150 700 800 900 1000 1100 Frequency (MHz) 0 25 50 75 100 125 150 Resi sta n ce (Ω ) Reac ta nc e ( Ω ) 2 24 mm 2 6mm a b 2 30 mm 2 9mm a b 2 36 mm 2 12mm a b 2 24 mm 2 6mm a b 2 30 mm 2 9mm a b 2 36 mm 2 12mm a b 0 25 50 75 100 125 150 (b) 圖3.14 第二圈電感性圓環大小變化之天線與等效電路比較 (a)天線輸入阻抗 (b)等效電路輸入阻抗 表3.2 第二圈電感性圓環大小變化之等效電路各元件值 Element La(nH) 52.15 49.05 47.05 Ra(Ω) 34.15 34.15 34.15 Ca(pF) 0.57 0.57 0.57 L0(nH) 1.55 1.55 1.55 L1(nH) 3.8 3.8 3.8 K01 0.39 0.39 0.39 Ls(nH) 0.86 2.27 3.41 L2(nH) 4.46 5.27 6.39 K02 0.39 0.29 0.19 K12 0.11 0.07 0.05 2 2 24 mm 6mm a b 2 2 30 mm 9mm a b 2 2 36 mm 12mm a b
