寬頻緩變洩漏波天線實作及量測

設計一10GHz~40GHz寬頻緩變洩漏波天線，利用上一節所提出的演算法算出 多段微帶天線的長度與寬度。基板的介電常數

ε _r

= 2.2 ，板材厚度

h = 0.508mm

。 且設定殘餘能量比例

r _a

= 0.2 、

r _b

= 0.6 。圖3-5為多段緩變微帶天線之尺寸表。

0.2 f 13 =37.11GHz 0.6

0.2 f 12 =31.15GHz 0.6

0.2 f 11 =26.52GHz 0.6

0.2 f 10 =22.94GHz 0.6

0.2 f 13 =37.11GHz 0.6

0.2 f 12 =31.15GHz 0.6

0.2 f 11 =26.52GHz 0.6

0.2 f 10 =22.94GHz 0.6

0.2

入輻射區(radiation region)，且輻射 48%的能量。所以在第 i 段微帶天線與第

( +1)段微帶天線幾乎輻射約 88%的能量。圖 3-6 為多段緩變微帶天線之實體俯

i

視圖。圖 3-7 為多段緩變微帶天線之反射損失(S

¹¹

)量測圖。圖 3-8 為多段緩變微 帶天線之輻射場型。

351.4mm 101mm

351.4mm 101mm

351.4mm 101mm

(a)

365mm 101mm

365mm 101mm

365mm 101mm

(b)

圖3-6: 多段緩變微帶天線之實體俯視圖(a)正面(b)反面。

.

X

Z ... Y

X

Z Y

Frequency(GHz)

10 15 20 25 30 35 40

-40 -30 -20 -10 0

S11 -10dB

R et ur n L os s( dB)

Frequency(GHz)

10 15 20 25 30 35 40

-40 -30 -20 -10 0

S11 -10dB

R et ur n L os s( dB)

圖3-7: 多段緩變微帶天線之反射損失(S

11

)量測圖。

-20 -15 -10 -5 0 5 10 15 -20

-15 -10 -5 0 5 10 15

-20 -15 -10 -5 0 5 10 15

-20

-15

-10

-5

0

5

10

15

-180 -170 -160 -150

-140 -130

-120 -110

-100 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -10 -20

10 0 20 30 40

50

60

70

80

90

100

110

120

130

140 150

160 170

12GHz 20GHz 32GHz 39GHz

圖3-8: 多段緩變微帶天線量測H-plane(y-z plane)之輻射場型

第四章 低旁波瓣寬頻緩變洩漏波微帶天線

（Tapered Microstrip Leaky-Wave Antenna with Low Sidelobes for Broadband Operation）

4.1 低旁波瓣寬頻緩變洩漏波天線設計方法

本章節提出一演算法，來降低天線的旁波瓣，由第二章的洩漏波原理與特性 得知，當天線之寬度變窄時，正規化特性曲線的輻射區(radiation region)將會 往高頻移動。若設計天線寬度由寬緩變至窄，則正規化特性曲線的輻射區也會由 低頻漸漸往高頻移動，且讓正規化特性曲線的輻射區能由低頻至高頻都能部分重 疊。不同操作頻率將會在天線的不同區域輻射，低頻會在天線寬度較寬處輻射，

高頻則會在天線寬度較窄處輻射。我們利用多段的微帶天線設計寬頻緩變洩漏天 線，一個重要的觀點是如何判斷每一段微帶天線的寬度與長度，能使不同頻率的 能量均勻輻射，但因每一段微帶天線的寬度不同，造成天線的連續，且能量會隨 著天線的長度而指數衰減，若能讓能量完全洩漏，降低天線的不連續所造成的反 射，且若能修飾主波束(main lobe)的輻射場型，就能降低天線不連續所造成的 旁波瓣，所以我們再多加一控制變數板材厚度

h 來控制 _i α κ

/

₀

與

β κ

/

₀

的值，本章 節天線的寬度主要是控制天線頻寬，板材厚度控制洩漏的能量分布與主波束的輻 射場型，我們利用殘餘能量比例的想法來估算每一段微帶天線的長度。我們必須 先設定三個殘於能量比例的參數

r _a

、 、

r _b r _c

和設定

β κ

/

₀

值，利用全波分析估 算出微帶天線板材之厚度

h 與 _i α _ic

值。 本章的方式是需要控制天線板材的厚度，

但事實作上的困難，所以本章為模擬數據。

4.2 低旁波瓣寬頻緩變洩漏波天線設計流程

section 1

section 2

section 3

section 2 ₍₁₎

section 2 ₍₂₎

section 3 ₍₁₎

section 3 ₍₂₎

3 3

w 、 h w 、 ₃ h w h 、 1 w 、 ₂ h ₂ w 、 ₂ h

L L

(俯視示意圖)

(側視示意圖)

L

section 1

section 2

section 3

section 2 ₍₁₎

section 2 ₍₂₎

section 3 ₍₁₎

section 3 ₍₂₎

3 3

w 、 h w 、 ₃ h w h 、 1 w 、 ₂ h ₂ w 、 ₂ h

L L

(俯視示意圖)

(側視示意圖)

L

圖4-2: 低旁波瓣寬頻緩變洩漏波天線之示意圖。

若操作頻寬從

f _start

到

f _end

，我們可以以找到輻射區開始的頻率

f ，且當 ₁

1 start

f

=

f

時，且決定第一段微帶天線的板材厚度

h ，

利用全波分析可估算第一段 微帶天線的寬度

w 。將 ₁ α _{1 a}

帶入

1 1

-2

_a

L

r a = e ^α

，

可得第一段微帶天線長度

L ₁

，再將

L ₁

帶入

1 1

-2

_b

b

r = e ^α L

，

可得

α _1b

，利用全波分析再推得

f ，且可找一組 ₂ β κ

/

₀

>

α κ

/

₀

的正規化特性曲線，

且即可推估第二段微帶天線的寬度

w 。如圖 4-2，在第二段微帶天線 ₂ section 2

中，有兩種微帶天線的板材厚度，section 2 與

₍₁₎

section 2

₍₂₎ 。

在section 2 中，先決定

₍₁₎ β κ

/

₀

的值，在已知參數

f ₂

、

w ₂

/、

β κ ₀

前提下，

利用全波分析可估算出天線板材的厚度

h 與 ₂ α _2c

值。再將

α _{2 c}

帶入

2 2

-2

_{c c}

c

r = e ^α L

，

可得第二段微帶天線中，section 2 的長度

₍₁₎ L _{2 c}

。

在section 2

₍₂₎

中，已知參數

f ₂

、

w ₂

、 前提下， 利用全波分析可估算出

h α _2a

值，再將

α _2a

帶入

-2 a

a L

r = e ^α

^{2 2}

，

可得第二段微帶天線中，section 2

₍₂₎

的長度

L ₂ 。

以此設計方法，在第 i 段微帶天線，利用全波分析再推得

f ，且可找一組 _i

0 0

/ /

β κ

>

α κ

的正規化特性曲線，且即可推估第 i 段微帶天線寬度

w 。在第 i 段微 _i

帶天線

section i

中，有兩種微帶天線的板材厚度，section

i ₍₁₎

與section

i ₍₂₎ 。

在section

i ₍₁₎

中，先決定

β κ

/

₀

的值，在已知參數

f _i

、

w _i

/、

β κ ₀

前提下，利 用全波分析可估算出天線板材的厚度

h 與 _i α _ic

值。再將

α _ic

帶入

-2

_{ic ic}

c

r = e ^α L

，

可得第 i 段微帶天線中，section

i ₍₁₎

的長度

L _ic

。

在section

i ₍₂₎

中，已知參數

f _i

、

w _i

、 前提下， 利用全波分析可估算出

h α _ia

值，再將

α _ia

帶入

-2

_{ia i}

a

r = e ^α L ，

可得第 i 段微帶天線中，section

i ₍₂₎

的長度

L _i ， i ≥ 1

。利用此方法可估算出每一段 微帶天線之長度與寬度。圖 4-3 為低旁波瓣寬頻緩變洩漏波天線之設計流程方塊 圖。

0.4

EOF STOP 1

EOF STOP 1

EOF STOP STOP 1

EOF STOP 1

EOF STOP 1

EOF STOP STOP 1

section i

₍₂₎

section

圖4-3: 低旁波瓣寬頻緩變洩漏波天線之設計流程方塊圖。

4.3 低旁波瓣寬頻緩變洩漏波天線的設計範例

設計一 10GHz~20GHz 低旁波瓣寬頻緩變洩漏波天線，利用上一節所提出的演 算法算出多段微帶天線的長度、寬度與天線基板的厚度

h 。基板的介電常數 _i

height(mm) )

5.8

length(mm) )

4.78

width(mm 10.4 width(mm) )

4 4 _{(2) (2)}

height(mm) )

5.8

length(mm) )

4.78

width(mm 10.4 width(mm) )

4 4 _{(2) (2)}

section

全 ， 又 因 為 設 定

β κ

/

₀

之 值 ， 將 主 波 束 的 角 度 固 定 。 且 設 定 殘 餘 能 量 比 例

0

0.4

a b c

r r r β

κ

⁼

、 、 、

= 0.2 = 0.85 = 0.25 時 發 現 ， 在 第 i 段 微 帶 天 線 中 之

i (2)

section 和第 i( +1)段微帶天線中之section (

i

+1)

₍₁₎

與section(

i

+1)

₍₂₎

的輻射能量

比例約為

1:4:1

，可修飾主波束的輻射場型，所以此方法即可降低寬頻緩變洩漏

波天線的旁波瓣。

FrequencyGHz)

10 12 14 16 18 20

-30 -20 -10 0

S ₁₁ -10dB

Return Los s(dB )

FrequencyGHz)

10 12 14 16 18 20

-30 -20 -10 0

S ₁₁ -10dB

Return Los s(dB )

圖4-6: 低旁波瓣寬頻緩變洩漏波天線之反射損失(S

¹¹

)模擬圖。

14GHz

-180 -170 -160 -150

160 170

Original procedure Lower sidelobe procedure

(a)

-180 -170 -160 -150

160 170

Original procedure Lower sidelobe procedure

(b)

-180 -170 -160 -150

160 170

Original procedure Lower sidelobe procedure

(c)

圖4-7: 低旁波瓣寬頻緩變洩漏波天線H-plane(y-z plane)之輻射場型。

(a)14GHz (b)16GHz (c)18GHz

設定

r _a

= 0.2、

r _b

= 0.85 、

r _c

= 0.25

。

圖 4-8 為不同

β κ

/

₀

之低旁波束寬頻緩

height(mm))

0.508

height(mm))

0.508

height(mm))

0.2

length(mm

20.2 length(mm))

β/k _o =0.5

length(mm))

β/k _o =0.4

length(mm

20.2 length(mm))

β/k _o =0.3

width(mm

10.4 width(mm))

4 4 ₍₂₎

₍₂₎

height(mm))

0.508

height(mm))

0.508

height(mm))

0.2

length(mm

20.2 length(mm))

β/k _o =0.5

length(mm))

β/k _o =0.4

length(mm

20.2 length(mm))

β/k _o =0.3

width(mm

10.4 width(mm))

4 4 ₍₂₎

₍₂₎

Lower sidelobe procedure

-180 -170 -160

-150

160 170

β/κ

_o

=0.3 β/κ

_o

=0.4 β/κ

_o

=0.5

(a)

Lower sidelobe procedure

16GHz

-180 -170 -160

-150

160 170

β/κ

_o

=0.3 β/κ

_o

=0.4 β/κ

_o

=0.5

(b)

Lower sidelobe procedure

18GHz

-180 -170 -160

-150

160 170

β/κ

_o

=0.3 β/κ

_o

=0.4 β/κ

o

=0.5

(c)

圖4-9: 不同

β κ

/

₀

之低旁波束寬頻緩變洩漏波天線H-plane之輻射場型。

(a)14GHz (b)16GHz (c)18GHz

設定

0

β

0.4

κ

^{= ，取不同的}

^{r a}

^、

^{r b}

^、

^{r c}

之值。圖 4-11 為不同

r _a

、

r _b

、

r _c

之 低旁波瓣寬頻緩變洩漏波天線的輻射場型。不同的

r _a

、

r _b

、

r _c

之值是影響每一 段微帶天輻射的能量分布。其中當

0

0.4

a b c

r r r β

κ

⁼

、 、 、

= 0.2 = 0.85 = 0.25

時，會有較佳的輻射場型。寬頻緩變微帶天線的每一段微帶天線之正規化特性曲 線的輻射區，由低頻至高頻都能使輻射區部分重疊，不同的

r _a

、

r _b

之值會造成 不同的

f _i ^， i

≥2，且使輻射區重疊的部份不同，不同的

α κ

/

₀

與

β κ

/

₀

值，所以會 造成不同的輻射場形。低旁波瓣寬頻緩變洩漏波天線調整

r _a

、

r _b

、

r _c

之值，將 可以降低旁波瓣，但不是任何

r _a

、

r _b

、

r _c

的組合皆可降低旁波瓣。圖 4-10 為 殘 餘 能 量 比 例 表 。 所 以 設 定 殘 餘 能 量 比 例

0

0.4

a b c

r r r β

κ

⁼

、 、 、

= 0.2 = 0.85 = 0.25 時 發 現 ， 在 第 i 段 微 帶 天 線 中 之

i (2)

section 和第 i( +1)段微帶天線中之section (

i

+1)

₍₁₎

與section(

i

+1)

₍₂₎

的輻射能量

比例約為

1:4:1

，有較佳的輻射場形。

1.68 : 8.095 : 1

r _a

=0.3

、 r _b

=0.85

、 r _c

=0.15

1 : 7.2 : 1.4

r _a

=0.2

、 r _b

=0.9

、 r _c

=0.2

1.1 : 5 : 1

r _a

=0.2

、 r _b

=0.85

、 r _c

=0.2

1 : 4.25 : 1.13

r _a

=0.2

、 r _b

=0.85

、 r _c

=0.25

1 : 2.98 : 1.02

r _a

=0.2

、 r _b

=0.81

、 r _c

=0.3

1.004 : 2.003 : 1

r _a

=0.15

、 r _b

=0.76

、 r _c

=0.37

能量比(

section i (2)

:

section( i +1) (1)

:

section( i +1) (2)

) 殘餘能量比例

1.68 : 8.095 : 1

r _a

=0.3

、 r _b

=0.85

、 r _c

=0.15

1 : 7.2 : 1.4

r _a

=0.2

、 r _b

=0.9

、 r _c

=0.2

1.1 : 5 : 1

r _a

=0.2

、 r _b

=0.85

、 r _c

=0.2

1 : 4.25 : 1.13

r _a

=0.2

、 r _b

=0.85

、 r _c

=0.25

1 : 2.98 : 1.02

r _a

=0.2

、 r _b

=0.81

、 r _c

=0.3

1.004 : 2.003 : 1

r _a

=0.15

、 r _b

=0.76

、 r _c

=0.37

能量比(

section i (2)

:

section( i +1) (1)

:

section( i +1) (2)

) 殘餘能量比例

圖4-10: 殘餘能量比例表。

14GHz

-180 -170 -160 -150

160 170

r

_a=0.15、

r

_b=0.76、

r

_c=0.37

-180 -170 -160 -150

160 170

r

_a=0.15、

r

_b=0.76、

r

_c=0.37

-180 -170 -160 -150

160 170

r

_a=0.15、

r

_b=0.76、

r

_c=0.37

(a)14GHz (b)16GHz (c)18GHz

第五章 結 論 (Conclusion)

洩漏波天線的輻射頻寬主要通常會被板材的介電常數

ε _r

和饋入結構所限 制。本論文為寬頻緩變洩漏波微帶天線，所以必須使用一寬頻饋入結構激發第一 高階模。因為實作上的限制，所以本論文設計操作頻率為 10~40GHz 寬頻緩變洩 漏波微帶天線。

為了降低天線旁波瓣，提出一演算法，因為必須控制天線板材之厚度，但會 造成天線實作上的困難。

由於微波基板的軟板特性、實作線路的誤差、量測接頭的磨損、接頭及線路 之間無法達到完美匹配，且因頻率愈高，鉚釘(via)的影響愈大等無法消除的因 素，所以對天線的量測結果有極大的影響。

參 考 文 獻

[1] W. Menzel, “A new traveling-wave antenna in microstrip,” Arch. Electron.

Ubertrag. Tech., vol. 33, pp. 137-140, 1979.

[2] A. A. Oliner and K. S. Lee, “The nature of the leakage from higher-order modes on microstrip line,” in Proc. 1986 IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig. , Baltimore, MD, pp. 57-60, 1986.

[3] A. A. Oliner, “Leakage from higher modes on microstrip line with application to antenna,” Radio Sci., vol. 22, no.6, pp. 907-912, Nov.1987.

[4] Y. D. Lin and J. W. Sheen, “Mode distinction and radiation-efficiency analysis of planar leaky-wave line source,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol.45, pp.

1672-1680, Oct. 1997.

[5] G. J. Chou and C.-K. C. Tzuang, ”An integrated quasiplanar leaky-wave antenna,”

IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. 44 , pp. 1078-1085, Aug. 1996.

[6] C.-K. C. Tzuang, S.-P. Liu, and G. J. Chou, “ Integrated active leaky-wave antenna employing arched microstrip line,” in Proc. 8

^th Asia-Pacific Microwave Conf., pp.

335-338,1995.

[7] G. J. Chou and C.-K. C. Tzuang, “Oscillator-type active integrated antenna : the leaky mode approach,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol.44, pp.

2265-2272, Dec.1996.

[8] T. L. Chen and Y. D. Lin, “Excitation of the microstrip higher order leaky modes by aperture-coupling method,” Proc. IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., pp.

625-628, June 2000.

[9] T. L. Chen and Y. D. Lin, “Aperture-coupled microstrip second higher order leaky-mode antenna,” in Proc. 14

^th Asia-Pacific Microwave Conf., pp. 1060-1063,

2001.

[10] Wanchu Hong, Tai-Lee Chen, Chi-Yang Chang, Sheen, J.-W. and Yu-De Lin

“Broadband tapered microstrip leaky-wave antenna,”

IEEE Trans. Antennas and Propagation.,vol. 51, pp.1922-1928, Aug. 2003.

[11] J. L. Gómez, A. de la Torre, D. Cañete, M. Gugliemi, and A. A. Melcón,

“Design of tapered leaky-wave antennas in hybrid waveguide-planar technology for millimeter waveband applications,” IEEE Trans. Antennas

Propagat., vol. 53, no. 8, Aug. 2005.

在文檔中 低旁波瓣寬頻緩變微帶洩漏波天線 (頁 30-0)