流轉直流轉換電路 流轉直流轉換電路 流轉直流轉換電路
6.1 簡介簡介簡介 簡介
在上章節介紹了單電感多輸出電源轉換電路，在文獻回顧中，Dongsheng MA 使用順向導通開關(Freewheel Switching)來完成 PCCM SIMO converter 電路，可 以減少交越穩壓的問題並且提供較高的輸出電流，但是在順向導通開關期間，電 路並沒有進行電壓的轉換，平白浪費了功率。且 PCCM SIMO converter 電路要增 加輸出數目就必須拉長操作週期，而操作週期變長將會使的輸出電壓漣波變大，
是其架構的明顯缺陷。
在本章節中，具順向導通電荷汞控制技術之單電感多輸出升壓型直流轉直流 轉換電路(freewheel charge-pump controlled single-inductor multiple-output step-up DC-DC converter)使用了順向導通電荷汞控制技術(freewheel charge-pump control technique, FCPC technique)，達到增加輸出但不會拉長操作週期，重複使用此順 向導通開關時間的 FCPC SIMO converter 電路解決了[4]電路中順向導通開關時 間的浪費。
6.2 具順向導通電荷汞控制技術之單電感多輸出升壓具順向導通電荷汞控制技術之單電感多輸出升壓具順向導通電荷汞控制技術之單電感多輸出升壓型具順向導通電荷汞控制技術之單電感多輸出升壓型型型直流轉直流轉換電路直流轉直流轉換電路直流轉直流轉換電路直流轉直流轉換電路 具順向導通電荷汞控制技術之單電感多輸出升壓型直流轉直流轉換電路 (freewheel charge-pump controlled single-inductor multiple-output step-up DC-DC converter)，圖 6.1 為其架構與時序圖。當輸出負載電流為重載時，此轉換電路操 作在虛連續導通模式(PCCM)；而在輕載時，操作在不連續導通模式(DCM)。相 較於[4]轉換電路，此電源轉換電路可以提供更多的輸出而不需要額外的時序來 完成。VO1與 VO2的操作和傳統的 SIMO converter 是類似的，此兩個輸出分別產 生於階段 II 和階段 V。此轉換電路使用順向導通電荷汞控制技術產生額外兩個 輸出 VO3於階段 III 和 VO4於階段 VI。在順向導通開關 Sf導通期間(階段 III 與階 段 VI)，[4]轉換電路將電感短路，只是為了保持電感電流恆定，讓轉換電路處於 虛連續導通模式。換句話說，該轉換電路處於閒置狀態，只有在消耗能量。不過，
此具順向導通電荷汞控制技術之單電感多輸出電源轉換器的順向導通開關是重 複使用的，不僅繼承了保持電感電流恆定來操作於虛連續導通模式的優點，更提 供了電荷汞輸出來增加輸出數目，。
圖 6.1 FCPC SIMO converter 架構與時序圖
圖 6.2 FCPC SIMO converter 操作序列圖
將圖 6.1 的架構與時序圖結合，該操作序列如圖 6.2 所示。階段 I，開關 Sn
圖 6.3 為此 FCPC SIMO converter 完整電路圖，包含了四個輸出 VO1、VO2、 VO3和 VO4，前兩個輸出 VO1和 VO2為使用脈寬調變(pulse-width modulation, PWM) 控制的升壓輸出，因此可以使用一般的補償回授電路控制。後兩個輸出為使用順 向導通電荷汞控制的電荷汞輸出。系統上包括了功率元件與控制電路，控制電路 包括誤差放大器(error amplifier)、類比多工器(Analog MUX)、啟動電路
(Soft-start)、振盪器(Oscillator)、脈寬調變電路(pulse-width modulation, PWM) 、 相位控制電路(Phase Control) 、時序控制電路(Dead-Time control) 、電壓平移電 路(Level-shifter)、功率電晶體驅動電路(Buffer)、電流感測電路(Current sensor)和 電流偵測電路(Current detector)。
將輸出電壓經分壓電阻分壓回授，誤差放大器偵測並且放大分壓輸出電壓與 參考電壓。類比多工器交替選擇讓兩組輸出的誤差訊號進入脈寬調變電路中，而 此交替選擇由相位控制電路來控制。脈寬調變電路將誤差訊號用來產生控制訊 號，而時序控制電路依照脈寬調變訊號與電流訊號來開關功率電晶體。電流訊號 是由電流感測電路與電路偵測電路所產生，電流感測電路又來決定何時將順向導 通開關 Sf導通，電流偵測電路用來偵測電感電流以避免電流過大損壞功率電晶 體。順向導通電荷汞控制技術由圖 6.3 中的功率電晶體 M11、M12、M13、 M21、 M22、M23和電容 Cx、Cy所組成。此轉換電路重複使用了原本的脈寬調變控制訊 號來進行 FCPC 的控制，所以此 FCPC SIMO converter 不需要額外的控制電路。
6.3 細部電路細部電路細部電路 細部電路
以下介紹此 FCPC SIMO converter 的細部電路。
6.3.1 誤差放大器誤差放大器誤差放大器誤差放大器(error amplifier)
誤差放大器用來比較參考電壓和回授電壓的差值，並且將此誤差放大來修正 輸出電壓，如圖 6.4。此放大器為一個二級放大器，提供良好的增益與頻寬，讓 電源轉換電路有良好的穩壓能力。
VDD 差輸入 PWM 控制中，使用兩個 transmission gate 來完成此類比多工器，如圖 6.5，
其控制訊號來自時序控制電路，為兩個非重疊時序 (non-overlap clock)。
Error Amplifier I
Error Amplifier II Soft Start
Phase Control Φa
Φb
6.3.3 啟動電路啟動電路啟動電路啟動電路(soft-start)
啟動電路的功能在於電路剛啟動，也就是 VIN從 0 到目標電壓的時間，避免 因為工作週期(duty, D)過大，造成電感電流過大，且無法正確的放電給輸出，使 整個電路無法正常工作，更可能導致燒毀。
圖 6.6 啟動電路時間對電壓示意圖
圖 6.7 電路導通示意圖於 t1時間內
圖 6.8 啟動電路導通示意圖於 t1~t2時間內
此啟動電路會分成兩階段操作，如圖 6.6，第一階段 0~t1，會將部份開關導 通使的 VIN直接對 VOUT充電，如圖 6.7 所表示，此階段會將 VOUT充電至 VIN為 止。第二階段 t1~t2時間內，如圖 6.8 讓工作週期逐漸變大，使輸出電壓逐漸抬升，
當時間大於 t2後，結束啟動電路，使電路進入脈寬調變控制操作。
6.3.4 振盪器振盪器振盪器振盪器(Oscillator)
此振盪器電路使用二個比較器和一個電容，以及一個 SR 拴鎖器，而 NAND gate 和 AND gate 是為了避免 SR 拴鎖器輸入同時為 1 造成的邏輯錯誤，如圖 6.9 所示。此振盪器可以同時產生一組週期訊號(clock signal, CLK)與鋸齒波訊號
(ramp signal, Vramp)，鋸齒波訊號的上限與下限是受到 VH與 VL所定義(圖 6.10)，
振盪頻率跟下列變數有相依的關係(VH、VL、Cs1、和電流 IC1)。
(
H L)
S C
osc C V V
f I
= −
1
1 (6.1)
圖 6.9 振盪器
圖 6.10 振盪器輸出波形
6.3.5 脈寬調變電路脈寬調變電路脈寬調變電路脈寬調變電路(PWM)
脈寬調變電路可以使用單一 SR 拴鎖器(SR Latch)來完成，但是 SR 拴鎖器在 輸入皆為 1 的時候是未定狀態，如圖 3.16，會造成電路狀態不明確，使的脈寬調 變電路無法正確操作。於是將 SR 拴鎖器加上 NAND gate 和 AND gate，如圖 6.11，
讓 SR 拴鎖器不會產生同時兩個輸入都為 1 的情況，避免掉 SR 拴鎖器的未定狀 態。
圖 6.11 脈寬調變電路
6.3.6 相位控制電路相位控制電路相位控制電路相位控制電路(Phase Control)
利用 JK 正反器的特性，真值表如圖 6.12，當 J=K=1 的時候，輸出會等於輸 入的反相，來設計相位控制電路(圖 6.13)，會得到兩個非重疊時序，如圖 6.14 表 示。
圖 6.12 JK 正反器真值表
圖 6.13 相位控制電路
圖 6.14 相位控制電路時序圖
6.3.7 電壓平移電路電壓平移電路電壓平移電路電壓平移電路(Level-shifter)
因為是製作升壓電路，所以必須使用一個電位平移電路來抬升電位，才有辦 法關閉 P 型功率電晶體，我們所使用的電位平移電路如圖 6.15 所表示，將原本
為 VDD1的邏輯訊號平移為 VDD2，而 VDD2使用電路中的最高電位。
圖 6.15 電壓平移電路
6.3.8 功率電晶體驅動電路功率電晶體驅動電路功率電晶體驅動電路功率電晶體驅動電路(Buffer)
因為功率電晶體的大小都十分的龐大，所以無法直接利用控制電路推動功率 電晶體，必須增加一個驅動電路來推動，如果沒有加此驅動電路，會讓控制訊號 延遲造成控制不夠精確，最糟糕的情況可能造成功率電晶體不會開啟與關閉。而 此驅動電路為等級放大的 Inverter 所組成，如圖 6.16。
圖 6.16 功率電晶體驅動電路
6.3.9 電流感測電路電流感測電路電流感測電路電流感測電路(Current sensor)
此電流感測電路用來感測流過 Power PMOS 的電流，當電流降低到一定的數 值，就會產生控制訊號到時序控制電路，產生關閉 Power PMOS 的訊號，並且導 通順向導通開關來啟動虛連續導通模式，而啟動的時間點會根據負載電流而改 變，如圖 6.17 所表示。
Current Sensor according to loading
Current Detector Circuit
VA
此電流偵測電路如圖 6.18 所示，當 Mn 導通的狀態，M4 當作開關，讓 VN1=VA，利用放大器將 VN1與 VN2點固定為相同電壓，讓 Mn與 M3成 N 倍比例 關係，得到 INMOS為 Isense的 N 倍關係，而 IB相當的小，所以 Is約等於 Isense，得 到感測電流。此感測電感電流相對於 Mn電流非常的小，可以減少感測電路的靜 態電流，進而減少功率消耗，達到高電源效率。
電流偵測電路使用改良式誤差放大器如圖 6.19 所示。有別一般使用於電流 偵測電路使用電壓放大器，此電源轉換器使用電流放大器來提高速度及降低功率 消耗與面積。其中 IB為 2µA，整個放大器只使用 8µA，相對於其他放大器的架 構，此架構可以有效減少功率的消耗，進而提高電源效率。
圖 6.19 電流感測電路之放大器
6.4 小小小結小結結 結
在本章節中，一個使用順向導通電荷汞控制技術的單電感多輸出升壓型直 流轉直流轉換電路被介紹。而此改良在原本的單電感多輸出電源轉換電路中加入 了電荷汞，在不改變時序順序與時間長短的情況下，可以將原本只有 2 組輸出電 壓，增加為 4 組輸出電壓。此章節亦詳細介紹了各個細部電路的詳細電路與操 作，在下章節中，將有此電源轉換的模擬與量測相關數據。