具順向導通電荷汞控制技術之單電感多輸出升壓型直流轉直流轉換電路

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國立交通大學

電信工程研究所

碩士論文

具順向導通電荷汞控制技術之單電感多輸出

升壓型直流轉直流轉換電路

Freewheel Charge-Pump Controlled Single-Inductor

Multiple-Output Step-Up DC-DC Converter

研究生：許凱修

指導教授：洪崇智博士

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國立交通大學

電信工程研究所

碩士論文

具順向導通電荷汞控制技術之單電感多輸出

升壓型直流轉直流轉換電路

Freewheel Charge-Pump Controlled Single-Inductor

Multiple-Output Step-Up DC-DC Converter

研究生：許凱修

指導教授：洪崇智博士

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具順向導通電荷汞控制技術之單電感多輸出

升壓型直流轉直流轉換電路

Freewheel Charge-Pump Controlled Single-Inductor

Multiple-Output Step-Up DC-DC Converter

研究生：許凱修 Student：Kai-Hsiu Hsu

指導教授：洪崇智 Advisor：Prof. Chung-Chih Hung

國立交通大學

電信工程研究所碩士班碩士論文

A Thesis

Submitted to Institute of Communication Engineering College of Electrical and Computer Engineering

National Chiao Tung University In Partial Fulfillment of the Requirements

For the Degree of Master

In

Communication Engineering September 2010

Hsinchu, Taiwan, Republic of China

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具順向導通電荷汞控制技術之單電感多輸出

升壓型直流轉直流轉換電路

研究生：許凱修指導教授：洪崇智博士

國立交通大學

電信工程研究所

摘

要

隨著積體電路的發展，晶片面積不斷縮小，晶片的電壓也越來越低，而手持式裝置的流行，例如︰MP3 player、smart phone、cellular phone…等，令電源管理積體電路更為重要，電源管理積體電路提供了智慧型的電源管理，用來延長電池的壽命，而電源管理積體電路中最重要的區塊為直流轉直流轉換電路。電源轉換電路最大的功能在於電壓的轉換以及電壓的穩定，以提供核心電路一個良好且穩定的電壓。故設計與研發一個良好的電源轉換電路具有相當的前瞻性以及發展性。本論文首先提出了一使用利用增強型誤差放大器之降壓型直流轉直流轉換電路，利用此利用增強型誤差放大器可以提高準確性與暫態響應。接著提出以順向導通電荷汞控制技術之方法，在原電感輸出中增加電荷汞輸出，達到增加輸出但不會拉長操作週期，重複使用此順向導通開關時間的單電感多輸出升壓型直流轉直流轉換電路解決了傳統電路中順向導通開關時間的浪費。利用增強型誤差放大器的高準確降壓型直流轉直流轉換電路，其工作電壓為

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3.6V~4.2V，擁有最高 400mA 的負載電流。此電源轉換器以台積電 0.35µm CMOS 製程實現，使用面積為 1.46×1.91mm2 . 採取順向導通電荷汞控制技術之方法的單電感多輸出升壓型直流轉直流轉換電路，其工作電壓為 1.8V，可以得到四組輸出，兩組電感輸出與兩組電荷汞輸出。其電感輸出擁有最高 70mA 的負載電流與低交越穩壓，並且擁有 0.08mV/mA、 0.05mV/mA 的負載穩壓和 21mV/V、12mV/V 的線性穩壓。而電荷汞輸出擁有 1.7mV/mA、1.9mV/mA 的負載穩壓。此順向導通電荷汞控制技術單電感多輸出升壓型直流轉直流轉換電路以台積電 0.18µm CMOS 製程實現，使用面積為 1.3×1.3mm2.

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Freewheel Charge-Pump Controlled Single-Inductor

Multiple-Output Step-Up DC-DC Converter

Student: Kai-Hsiu Hsu Advisor: Dr. Chung-Chih Hung

Institute of Communication Engineering

National Chiao Tung University

Hsinchu, Taiwan

ABSTRACT

With the development of integrated circuits, chip sizes continue to shrink and the supply voltage of these chips is getting lower and lower while the popularity of handheld devices, eg MP3 player, smart phone, cellular phone ... and so on, renders the power management integrated circuits become even more important. Power management integrated circuits provide smart power management to extend battery life. One of important blocks in the power management integrated circuit is the DC-DC converter circuit. The DC-DC converter circuit needs to provide a good and stable voltage for core circuit. Therefore, the advanced designs and researches of the DC-DC converter circuits are highly expected.

In this thesis, an enhanced error amplifier DC-DC step-down converter circuit is first presented. By using the enhanced error amplifier, the accuracy and the transient response are improved. Then, a freewheel charge-pump controlled technique, which can provide extra charge-pump outputs without cost of time sequences, is introduced.

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The freewheel charge-pump controlled single-inductor multiple-output step-up DC-DC converter reuses the time of freewheel switching, which is wasted in the conventional SIMO converters.

The high accuracy step-down DC-DC converter with enhanced error amplifier has the working voltage of 3.6V ~ 4.2V and the maximum loading of 400mA. The power converter by TSMC 0.35µm CMOS process occupies an area of 1.46 × 1.91mm2.

A freewheel charge-pump controlled (FCPC) technique for single-inductor multiple-output (SIMO) DC-DC converter is proposed. With the supply voltage of 1.8V, the converter can provide four outputs, two step-up outputs and two charge-pump outputs. The two step-up outputs show low cross regulation while the maximum loading current is up to 70mA. The load regulation is 0.08mV/mA, 0.05mV/mA, and the line regulation is 21mV/V, 12mV/V, respectively. The charge-pump output has 1.7mV/mA, 1.9mV/mA load regulation. A freewheel charge-pump controlled single-inductor multiple-output DC-DC converter by TSMC 0.18µm CMOS process to occupies an area of 1.3 × 1.3mm2.

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誌

謝

隨著這份碩士論文的完成，兩年來在交大的求學生涯也跟著告一個段落，往後迎接著我的，又是另一段嶄新的人生旅程。本論文得以順利完成，最先要感謝的，當然是我的指導教授洪崇智老師。這兩年的研究生涯中，給予我無微不至的指導與照顧，且讓我在研究主題上有無限的發展空間。而類比積體電路實驗室所提供完備的軟硬體資源，讓我在短短兩年碩士班研究中，學習到如何開始設計類比積體電路，乃至於量測電路，甚至單獨面對及思考問題的所在。此外要感謝李育民教授和溫宏斌教授撥冗擔任我的口試委員並提供寶貴意見，使得本論文更為完整。也感謝國家晶片系統設計中心提供先進的半導體製程，讓我有機會將所設計的電路加以實現並完成驗證。另一方面，要感謝所有類比積體電路實驗室的成員兩年來的互相照顧與扶持。首先，感謝博士班的學長薛文弘、周芳鼎、廖德文、陳家敏和蘇俊仁以及已畢業的碩士班學長李尚勳、簡兆良、黃聖文和許新傑在研究上所給予我的幫助與鼓勵。特別是陳家敏學長，由於他平時不吝惜的賜教與量測晶片時給予的幫助，還有其論文給予我的啟發，使我的論文研究得以順利完成。對於他的無私幫助，我深深表示感謝。另外也要感謝陳伽維、林均曄、鄭世東、李人維和蔡湯唯等諸位同窗，透過平日與你們的切磋討論，使我不論在課業上，或研究上都得到了不少收穫。尤其是工四 718 實驗室的同學們，兩年來陪我ㄧ起努力奮鬥，一起渡過那段同甘共苦的日子，也因為你們，讓我的碩士班生活更加多采多姿，增添許多快樂與充實的回憶。此外也感謝學弟們蘇啓仁、陳瑞明、郭駿逸和張維修的熱情支持，因為你們的加入，讓實驗室注入一股新的活力與朝氣，祝福你們研究順利。此外，特別要致上最深的感謝給我的父母及家人們，感謝你們從小到大所給予我的栽培、照顧與鼓勵，讓我得以無後顧之憂地完成學業，朝自己的理想邁進，謝謝你們給我那麼多的愛和付出，我會銘記在心。最後，所有關心我、愛護我及曾經幫助過我的人，願我在未來的人生能有一絲的榮耀歸予你們，謝謝你們！

許凱修于交通大學工程四館 718 實驗室 2010.9.22

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摘要摘要摘要摘要...I 圖表目錄圖表目錄圖表目錄 圖表目錄...IX 第一章第一章第一章 第一章簡介簡介簡介...1 簡介 1.1 研究背景...1 1.2 研究動機...2 1.3 論文架構………...3 第第第第二二二章二章章章降壓型切換式電源轉換電路降壓型切換式電源轉換電路降壓型切換式電源轉換電路降壓型切換式電源轉換電路...4 2.1 簡介...4 2.2 操作模式...5 2.2.1 連續導通模式(continuous-conduction mode, CCM)...5 2.2.2 不連續導通模式(discontinuous-conduction mode, DCM)…...8 2.3 控制模式……….…...10 2.3.1 電壓模式控制(voltage mode)...10 2.3.2 電流模式控制(current mode)...11 2.3.2.1 次諧波振盪(sub-harmonic oscillation)...13 2.3.2.2 斜波補償(slope compensation)...16 2.4 補償電路與穩定度...18 2.4.1 系統分析...18 2.4.2 輸出濾波區塊……...19 2.4.3 調變區塊……...19 2.4.4 補償迴路區塊與閉迴路穩定度...20 2.5 切換式電源轉換電路的基本規格...22 2.5.1 電源轉換效率(Efficiency)...22 2.5.2 線性穩壓(line regulation)...24 2.5.3 負載穩壓(load regulation)...24

2.5.4 線性暫態響應(line transient response)...24

2.5.5 負載暫態響應(load transient response)...25

第三章第三章第三章 第三章高準確降壓型直流轉直流轉換電路利用增強型誤差放大器高準確降壓型直流轉直流轉換電路利用增強型誤差放大器高準確降壓型直流轉直流轉換電路利用增強型誤差放大器...26 高準確降壓型直流轉直流轉換電路利用增強型誤差放大器 3.1 簡介...26 3.2 高準確降壓型直流轉直流轉換電路之電路架構...26 3.3 細部電路...27 3.3.1 改良式誤差放大器...27 3.3.2 能帶隙電壓參考電路...29 3.3.3 電感電流感測電路...31

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3.3.4 振盪器和加成電路...33 3.3.5 比較器...35 3.3.6 脈寬調變電路器...35 3.3.7 功率電晶體驅動電路...36 3.3.8 啟動電路...37 3.4 小結……...38 第四章第四章第四章第四章降壓型切換式電源轉換電路模擬與量測結果降壓型切換式電源轉換電路模擬與量測結果降壓型切換式電源轉換電路模擬與量測結果...39 降壓型切換式電源轉換電路模擬與量測結果 4.1 簡介...39 4.2 模擬結果...39 4.2.1 線性穩壓...39 4.2.2 負載穩壓...39 4.2.3 線性暫態響應...40 4.2.4 負載暫態響應...41 4.2.5 電源轉換效率...45 4.2.6 預計規格表...46 4.3 晶片布局與微顯圖...46 4.4 量測結果...47 4.4.1 線性穩壓...47 4.4.2 負載穩壓...47 4.4.3 線性暫態響應...47 4.4.4 負載暫態響應...49 4.4.5 電源轉換效率...51 4.4.6 規格表...51 4.4.7 比較規格表...52 第五章第五章第五章第五章單電感多輸出電源轉換電路單電感多輸出電源轉換電路單電感多輸出電源轉換電路...53 單電感多輸出電源轉換電路 5.1 簡介...53 5.2 多輸出電源轉換電路...54 5.2.1 N 電感 N 輸出電源轉換電路...54 5.2.2 單一升壓電路與 N-1 線性穩壓電路...55 5.3 單電感多輸出電源轉換電路...55 5.3.1 操作模式...56 5.3.2 交越穩壓(cross-regulation effect)...58 5.4 文獻回顧...58 第六章第六章第六章第六章具順向具順向具順向具順向導通電荷汞控制技術之單電感多輸出升壓型直流轉直流轉換電導通電荷汞控制技術之單電感多輸出升壓型直流轉直流轉換電導通電荷汞控制技術之單電感多輸出升壓型直流轉直流轉換電導通電荷汞控制技術之單電感多輸出升壓型直流轉直流轉換電路路路 路…... ... ..61 6.1 簡介...61 6.2 具順向導通電荷汞控制技術之單電感多輸出升壓型直流轉直流轉換電路... ...62

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6.3 細部電路...65 6.3.1 誤差放大器...65 6.3.2 類比多工器...66 6.3.3 啟動電路...67 6.3.4 振盪器...68 6.3.5 脈寬調變電路…...69 6.3.6 相位控制電路…...69 6.3.7 電壓平移電路...70 6.3.8 功率電晶體驅動電路...71 6.3.9 電流感測電路...71 6.3.10 電流偵測電路...72 6.4 小結……...73 第第第第七七七章七章章章單電感多輸出電源轉換電路模擬與量測結果單電感多輸出電源轉換電路模擬與量測結果單電感多輸出電源轉換電路模擬與量測結果...74 單電感多輸出電源轉換電路模擬與量測結果 7.1 簡介...74 7.2 模擬結果...74 7.2.1 輸出波形...74 7.2.2 線性穩壓...75 7.2.3 負載穩壓...75 7.2.4 負載暫態響應...75 7.2.5 預計規格表...77 7.3 晶片布局與微顯圖...77 7.4 量測結果...78 7.4.1 輸出波形...78 7.4.2 線性穩壓...78 7.4.3 負載穩壓...78 7.4.4 線性暫態響應...79 7.4.5 負載暫態響應...79 7.4.6 規格表...80 第第第第八八八八章章章章結論結論結論...81 結論 8.1 結論...81 8.2 未來展望...82 參考文獻參考文獻參考文獻 參考文獻...83

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圖表目錄

第一章第一章第一章第一章圖 1.1 直流轉壓示意圖...1 第二章第二章第二章第二章圖 2.1 降壓型切換式電源轉換電路基本架構...4 圖 2.2 非同步整流降壓型切換式電源轉換電路...5 圖 2.3 同步整流降壓型切換式電源轉換電路...5 圖 2.4 降壓型切換式電源轉換電路之開關 S1導通情況...6 圖 2.5 降壓型切換式電源轉換電路之開關 S2導通情況...6 圖 2.6 降壓型轉換電路操作於連續導通模式之電壓電流波形…...7 圖 2.7 降壓型轉換電路操作於不連續導通模式之電壓電流波形...9 圖 2.8 降壓型轉換電路使用電壓模式操作...11 圖 2.9 降壓型轉換電路使用電流模式操作...12 圖 2.10 擾動訊號對電感電流波形圖...13 圖 2.11 擾動訊號對電感電流穩定度分析圖...13 圖 2.12 穩定操作在 D=1/4...15 圖 2.13 不穩定操作在 D=3/4...15 圖 2.14 加入斜波補償之電感電流波形圖...16 圖 2.15 電源轉換電路系統分析圖...18 圖 2.16 電源轉換電路系統分析區塊圖...18 圖 2.17 輸出濾波區塊圖...19 圖 2.18 調變區塊圖...20 圖 2.19 開迴路頻率響應...20 圖 2.20 補償迴路區塊...21 圖 2.21 補償迴路頻率響應...21 圖 2.22 閉迴路頻率響應...22 圖 2.23 線性暫態響應...24 圖 2.24 負載暫態響應...25 第三章第三章第三章第三章圖 3.1 高準確降壓型直流轉直流轉換電路利用增強型誤差放大器...27 圖 3.2 補償電路...28 圖 3.3 誤差放大器...29 圖 3.4 誤差放大器示意圖...29 圖 3.5 誤差放大器頻率響應...29 圖 3.6 能帶隙電壓參考電路示意圖…...30

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圖 3.7 能帶隙電壓參考電路架構...30 圖 3.8 能帶隙電壓參考電路...31 圖 3.9 電感電流感測電路...32 圖 3.10 電感電流感測電路之放大器...32 圖 3.11 振盪器和加成電路...33 圖 3.12 振盪器輸出波形...33 圖 3.13 傳統的加成電路...34 圖 3.14 加成電路輸出波形...34 圖 3.15 比較器...35 圖 3.16 SR 拴鎖器特性...36 圖 3.17 脈寬調變電路...36 圖 3.18 功率電晶體驅動電路...37 圖 3.19 功率電晶體驅動電路之波形...37 圖 3.20 啟動電路...38 圖 3.21 啟動時間示意圖...38 第四章第四章第四章第四章圖 4.1 線性暫態響應(VIN=3.3~4V，VOUT=1.8V)...40 圖 4.2 線性暫態響應(VIN=3.3~4V，VOUT=1.8V)...41 圖 4.3 模擬負載暫態響應...41 圖 4.4 負載暫態響應...42 圖 4.5 負載暫態響應於負載電流上升...43 圖 4.6 負載暫態響應於負載電流下降...43 圖 4.7 負載暫態響應(VOUT=1.3V)...44 圖 4.8 與傳統轉換電路之比較...45 圖 4.9 電源轉換效率...45 圖 4.10 預計規格表...46 圖 4.11 晶片佈局圖...46 圖 4.12 晶片微顯圖...46 圖 4.13 量測線性暫態響應...48 圖 4.14 量測線性暫態響應之輸入電壓上升...48 圖 4.15 量測線性暫態響應之輸入電壓下降...49 圖 4.16 量測負載暫態響應...49 圖 4.17 量測負載暫態響應於負載電流上升...50 圖 4.18 量測負載暫態響應於負載電流下降...50 圖 4.19 電源轉換效率...51 圖 4.20 規格表...51 圖 4.21 比較規格表...52 第五章第五章第五章第五章

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圖 5.1 多輸出電源轉換器...53 圖 5.2 N 電感 N 輸出電源轉換器...54 圖 5.3 單一升壓電路與 N-1 線性穩壓電路...55 圖 5.4 單電感多輸出電源轉換電路...56 圖 5.5 單週期單充多放電模式...57 圖 5.6 單週期多重充放電模式...57 圖 5.7 單電感雙輸出電源轉換電路...58 圖 5.8 於連續導通模式之交越穩壓...58

圖 5.9 A Single-Inductor Switching DC–DC Converter With Five Outputs and Ordered Power-Distributive Control...59

圖 5.10 Timing diagram of the OPDC SIMO converter...59

圖 5.11 A Pseudo-CCM/DCM SIMO Switching Converter With Freewheel Switching and timing diagram...60

圖 5.12 Schematic of the PCCM/DCM SIMO Switching Converter...60

第六章第六章第六章第六章圖 6.1 FCPC SIMO converter 架構與時序圖...62 圖 6.2 FCPC SIMO converter 操作序列圖...63 圖 6.3 FCPC SIMO converter 完整電路圖...64 圖 6.4 誤差放大器...66 圖 6.5 類比多工器...66 圖 6.6 啟動電路時間對電壓示意圖...67 圖 6.7 電路導通示意圖於 t1時間內...67 圖 6.8 啟動電路導通示意圖於 t1~t2時間內...68 圖 6.9 振盪器...68 圖 6.10 振盪器輸出波形...69 圖 6.11 脈寬調變電路...69 圖 6.12 JK 正反器真值表...70 圖 6.13 相位控制電路...70 圖 6.14 相位控制電路時序圖...70 圖 6.15 電壓平移電路...71 圖 6.16 功率電晶體驅動電路...71 圖 6.17 電流感測電路...72 圖 6.18 電流偵測電路...72 圖 6.19 電流感測電路之放大器...73 第七章第七章第七章第七章圖 7.1 FCPC SIMO converter 之輸出電壓...74 圖 7.2 FCPC SIMO converter 之線性穩壓...75 圖 7.3 FCPC SIMO converter 之負載穩壓...75

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圖 7.4 FCPC SIMO converter 之負載暫態響應(IO1改變)...75

圖 7.5 FCPC SIMO converter 之負載暫態響應於電流上升...76

圖 7.6 FCPC SIMO converter 之負載暫態響應(IO2改變)...76

圖 7.7 FCPC SIMO converter 之預計規格表...77 圖 7.8 FCPC SIMO converter 之佈局圖...77 圖 7.9 FCPC SIMO converter 之微顯圖...77 圖 7.10 量測 FCPC SIMO converter 之輸出電壓...78 圖 7.11 量測 FCPC SIMO converter 之線性穩壓...78 圖 7.12 量測 FCPC SIMO converter 之負載穩壓...78 圖 7.13 量測 FCPC SIMO converter 之線性暫態響應...79 圖 7.14 量測 FCPC SIMO converter 之負載暫態響應...79 圖 7.15 FCPC SIMO converter 之規格表...80

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第一章

簡介

1.1 研究背景研究背景研究背景 研究背景隨著積體電路的發展，晶片面積不斷縮小，晶片的電壓也越來越低，而手持式裝置的流行，例如︰MP3 player、smart phone、cellular phone…等，令電源管理積體電路(Power Management Integrated Circuits)更為重要，電源管理積體電路提供了智慧型的電源管理，用來延長電池的壽命，而電源管理積體電路中最重要的區塊為直流轉直流轉換電路(DC-DC Converter)，電源轉換電路最大的功能在於電壓的轉換以及電壓的穩定，以提供核心電路一個良好且穩定的電壓，如圖 1.1 所示。圖 1.1 直流轉壓示意圖直流轉直流轉換電路大略分為三種類型︰ (I) 線性穩壓電路 (Linear

Regulator)、(II)電荷汞穩壓電路(Charge Pump Regulator)、(III)切換式電源轉換電

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受歡迎的電源轉換積體電路。而切換式電源轉換電路又可以區分為升壓型 (step-up)與降壓型(step-down)電路，依照應用的輸出入電壓來決定使用升壓電路或是降壓電路。 1.2 研究動機研究動機研究動機 研究動機在今日的消費市場中，攜帶式電子產品的蓬勃發展，而攜帶式電子產品主要依靠電池供給電源，而電池種類中，以單一鋰離子電池(Lithium-ion battery)最為常見，鋰離子電池的操作電壓為 2.7~4.2V，所以設計符合此操作區間的電源轉換電路。為了應用於數位電路的電源供應，而數位電路為了減少耗能，皆會有電源閘控(power gating)機制，當機制啟動時，消耗電流會快速改變，導致電源轉換電路的輸出電壓會瞬間改變，為了避免後端電路的錯誤，必須快速的穩定電壓，所以必須設計出快速暫態響應的電源轉換電路。因此本論文欲設計出快速暫態響應且應用於鋰離子電池的電源轉換電路。隨著多功能的電子產品日漸蓬勃發展，在單一產品中包含了各式各樣的晶片，而各種晶片需要的電壓及電流各有不同，如果繼續使用傳統的一個晶片使用一個電源晶片，將會增加成本及複雜度，所以單電感多輸出電源轉換電路

(Single-Inductor Multiple-Output DC-DC Converter)將成為此問題的解決方案。單

電感多輸出電源轉換電路很常被應用於液晶顯示器(liquid crystal display, LCD)/ 有機發光二極體(organic light-emitting diode，OLED)的偏壓電路中，或是電源管理積體電路中[1]-[3]。所以我們設計的目標就是完成一個單電感多輸出升壓型直流轉直流轉壓電路。論文[4]使用順向導通開關(Freewheel Switching)來完成虛連續導通模式(pseudo-continuous conduction mode, PCCM)之單電感多輸出電源轉換電路，可以減少交越穩壓(Cross Regulation)的問題並且提供較高的輸出電流，但是在順向導通開關期間，電路並沒有進行電壓的轉換，耗費了功率，故本論文欲設計出一個可以利用此順向導通開關時間的單電感多輸出電源轉換電路來解決傳統電路順向導通開關時間的浪費。

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1.3 論文架構論文架構論文架構 論文架構本論文一開始，第二章節會介紹降壓型切換式電源轉換電路的基本架構與操作模式，並且說明切換式電源轉換電路的規格與定義。第三章節介紹了一個加入了改良式誤差放大器的電流模式降壓型切換式電源轉換電路，來改善輕、重載變化時輸出電壓的準位，並使其擁有快速暫態響應與良好的負載穩壓。第四章節列出了第三章節所設計的電源轉換電路之模擬、佈局與量測結果。第五章節詳細介紹了單電感多輸出電源轉換電路的架構與研究。第六章節介紹了採用順向導通電荷汞控制技術之單電感多輸出升壓型直流轉直流轉換電路，使用了順向導通電荷汞控制技術達到增加輸出但不會拉長操作週期，重複使用此順向導通開關時間的單電感多輸出電源轉換電路解決了傳統電路中順向導通開關時間的浪費。第七章節列出第六章節設計之單電感多輸出電源轉換電路的模擬、佈局與量測結果。最後，結論與未來展望將列在第八章節。

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第二章

降壓型切換式電源轉換

降壓型切換式電源轉換電路

電路

2.1 簡介簡介簡介簡介此章節將介紹降壓型切換式電源轉換電路的基本架構和原理[5]。降壓型切換式電源轉換電路為最基本的直流轉直流轉換電路，一般應用於輸入電壓高於輸出電壓，且輸出入無須隔離的情況下。圖 2.1 為降壓型切換式電源轉換電路的基本架構，此電路架構包含了開關 S1與 S2，被動元件電感 L 與電容 C，開關 S1與 S2控制能量傳送方向與大小，電感 L 的作用在於傳送與儲存能量，並且濾除電流交流雜訊，電容 C 為儲存能量並且穩定輸出電壓，當作濾波器來濾除電壓交流雜訊。圖 2.1 降壓型切換式電源轉換電路基本架構依據開關 S1與 S2的不同，可以把轉換電路分為同步整流與非同步整流，圖 2.2 顯示將開關 S1替換成 P 型功率電晶體 MP，開關 S2替換成二極體 D2，此種架

(20)

構為非同步整流轉換。而將開關 S1替換成 P 型功率電晶體 MP，開關 S2替換成 N 型功率電晶體 MN的架構是同步整流轉換，如圖 2.3 所表示，此架構較非同步整流有效率，故同步整流轉換電路為一般電源管理積體電路所常用之架構。圖 2.2 非同步整流降壓型切換式電源轉換電路圖 2.3 同步整流降壓型切換式電源轉換電路 2.2 操作模式操作模式操作模式 操作模式以電感電流狀態將降壓型切換式電源轉換電路之操作模式分類，可以分為連續導通模式 (continuous-conduction mode, CCM) 與不連續導通模式 (discontinuous-conduction mode, DCM)，以下將對兩種操作模式作更詳細的介紹。 2.2.1 連續導通模式連續導通模式連續導通模式連續導通模式(continuous-conduction mode, CCM) 當轉換電路操作於連續導通模式下，電感電流為連續導通之情況，流經電感之電流不會降為零而保持連續，此時轉換器的負載電流較大，故也將此作模式

(21)

稱為重載模式(heavy load mode)。圖 2.1 開關 S1與 S2不同的切換狀態，如圖 2.4 與 2.5 所示，圖 2.6 為轉換器電壓電流波形圖，透過此三張圖來分析轉換操作於連續導通模式之特性。 +

-+

V

OUT

-V

IN

L

C

I

L

S

2

S

1

+ V

L(ON)

-i

L 圖 2.4 降壓型切換式電源轉換電路之開關 S1導通情況圖 2.5 降壓型切換式電源轉換電路之開關 S2導通情況圖 2.4 顯示開關 S1 導通(ON)、開關 S2 不導通(OFF)的情況，亦是圖 2.6 顯示的 DTs (tON)這段時間內，此時電感電流從初始值增加至最高值，而電感上兩端電壓可以表示為

( )

L( )ON IN OUT L t V V V V = = − (2.1) 而流經電感之電流則為

(22)

( ) ( )

= +

_∫

( )

t L L L V t dt L i t i 0 1 0

( )

+

∫

( ) = t ON L L V dt L i 0 1 0

( )

V ( )t L i_L 0 + 1 _L_ON =

( )

(

V V

)

t L i_L + _IN − _OUT = 0 1 s ON DT t t= = Q

( ) ( )

s L

(

IN OUT

)

s L V V DT L i DT i = + − ⇒ 0 1 (2.2) 圖 2.6 降壓型轉換電路操作於連續導通模式之電壓電流波形

(23)

圖 2.5 顯示開關 S1 不導通(OFF)、開關 S2 導通(ON)的情況，亦是圖 2.6 顯示的(1-D)Ts (tOFF)這段時間內，此時電感電壓極性反轉，將電感上的能量傳送到負載端，而其電流則從最高值減少至起始值，而電感上兩端電壓可以表示為

( )

L(OFF) OUT L t V V V =− =− (2.3) 而流經電感之電流則為

( ) ( )

= +

_∫

t

( )

DT L s L L s dt t V L DT i t i 1

( )

+

∫

− ( ) = t DT OFF L s L s dt V L DT i 1

( )

s

(

L(OFF)

)

(

s

)

L V t DT L DT i + − − = 1

( )

s

(

OUT

)(

s

)

L V t DT L DT i + − − = 1 s T t= Q

( ) ( )

s L s

(

OUT

)(

)

s L V DT L DT i T i = + − − ⇒ 1 1 (2.4) 而轉換電路在穩態時，iL(Ts)=iL(0)，所以由(2-2)式與(2-4)式可以得到

( ) ( )

s L

(

IN OUT

)

(

OUT

)(

)

s L V DT L DT V V L i T i = 0 + 1 − +1 − 1−

(

VIN −VOUT

)

DT =VOUT

(

−D

)

Ts ⇒ 1 D V V IN OUT = ⇒ (2.5) 而 D=tON/Ts。由上面方程式可以知道，輸入電壓 VIN與輸出電壓 VOUT比對工作週期 D 是有一定關係的。 2.2.2 不不不不連續導通模式連續導通模式連續導通模式連續導通模式(discontinuous-conduction mode, DCM) 當轉換電路操作於不連續導通模式下，電感電流為不連續導通之情況，流經電感之電流會降為零而不能保持連續，此時轉換器的負載電流較小，故也將此作模式稱為輕載模式(light load mode)。此操作模式與連續導通模式的差在於此模

(24)

式多了第三種狀態，也就是除了 S1導通(S2不導通)與 S2導通(S1不導通)外的開關 S1與 S2均不導通的情況，圖 2.7 為轉換器電壓電流波形圖，透過此圖來分析轉換操作於不連續導通模式之特性。 t iL iL(max) IL 0 VOUT TS VL t -VOUT VIN-VOUT 0 D2TS t 0 D1TS tON tOFF D3TS IN V D D D 2 1 1 + 圖 2.7 降壓型轉換電路操作於不連續導通模式之電壓電流波形圖 2.7 顯示第一種狀態為開關 S1導通，開關 S2不導通的期間，其時間為 D1TS；第二種狀態為開關 S1不導通，開關 S2導通的期間，其時間為 D1TS，到此狀態結束時，電感電流剛好降為零；第三種狀態開關 S1與 S2均不導通的情況下，亦是圖 2.7 顯示的 D3Ts這段時間內，此時電感上均沒有電流流過。從圖 2.7 可以看出

(25)

1 2 1+D < D (2.6) 且 1 3 2 1+D +D = D (2.7) 而由推導連續導通模式的方法，我們亦可以得到不連續導通模式輸出入電壓與操作週期之關係，此關係可以表示成

(

VIN −VOUT

)

D1T =VOUTD2Ts 2 1 1 D D D V V IN OUT + = ⇒ (2.8) 2.3 控制模式控制模式控制模式 控制模式降壓型切換式電源轉換電路的主要目的為穩定輸出電壓，為了因應不同的負載電流與輸入電壓，必須加入控制電路達成閉迴路控制，而一般的控制電路控制模式可以分為電壓模式(voltage mode)與電流模式(current mode)控制，以下將詳細介紹兩種控制模式。 2.3.1 電壓模式控制電壓模式控制電壓模式控制電壓模式控制(voltage mode) 電壓模式控制的電路相對簡單，其控制被廣泛的使用，如圖 2.8 所示，主要是利用輸出電壓的回授訊號達成穩定電壓之目的。電壓模式控制的機制如下︰將輸出電壓經分壓電阻(Rf1與 Rf2)分壓回授的方式，透過誤放大器(error amplifier) 放大分壓輸出電壓 bVOUT與參考電壓 VREF的誤差並且提供補償來使轉換電路達到良好的動態響應，將此放大的誤差訊號與鋸齒波訊號送入比較器(comparator) 中，來產生脈寬調變訊號(Pulse-Width Modulation, PWM)，而鋸齒波訊號由振盪器(oscillator)所產生且為固定頻率，使用此脈寬調變訊號來控制功率電晶體 (power MOS)MP與 MN進行開關來達成穩定電壓之功能。電壓模式控制的轉換電路具有下面的優缺點︰優點︰

(26)

1. 只有單一回授途徑，所以設計與分析較為簡單。 2. 大的斜波訊號提供良好的雜訊邊限。 3. 較適合利用在多輸出電路。缺點︰ 1. 較慢的暫態響應。 2. 輸出的 LC 產生兩個極點，補償的時候必須產生一個更低頻的主極點或是產生零點來補償，其補償較為複雜。 + -VOUT VREF VIN L RL C PWM Oscillator -+ + -Rf1 Rf2 bVOUT Error Amplifier Comparator MN MP 圖 2.8 降壓型轉換電路使用電壓模式操作 2.3.2 電流模式控制電流模式控制電流模式控制電流模式控制(current mode) 電流模式控制被廣泛應用在過電流保護與擁有快速暫態響應。利用電感電流來修正脈寬調變控制，如圖 2.9 所示，所以控制模式不再如同電壓模式只有輸出電壓與輸入電壓的比例關係，變成電感電流和輸出入電壓的綜合關係。綜合了兩個控制迴路，電流模式的暫態響應(transient response)比電壓模式來的好。從上述可以得知，為了將電感電流加入脈寬調變控制中，所以電流模式控制比起電壓模式多了電感電流感測電路 (current sensor) 與加成電路 (summing

(27)

circuit)，電感電流感測電路用來感測感測電感電流，而加成電路則是將電感電流訊號與鋸齒波訊號加成起來，而此鋸齒波訊號由振盪器所產生，是為了避免電流模式特有的次諧波振盪(sub-harmonic oscillation)，故此鋸齒波又可以稱為斜波補償(slope compensation)。圖 2.9 降壓型轉換電路使用電流模式操作電流模式控制的轉換電路具有下面的優缺點︰優點： 1. 因為電感電流的斜率由輸出入電壓決定，所以可以快速反應線性變化(line transient)。 2. 因為誤差放大器的輸出訊號為電流不是電壓，讓 LC 產生的兩個極點分離，高頻極點推移至切換頻率外，所以在頻寬內只有單一極點，故可以使用較簡單的補償方式。缺點： 1. 因為兩個回授迴圈，所以較難分析。 2. 當工作週期比例(duty-ratio, D)大於 0.5，將會產生次諧波振盪，所以必須加入

(28)

斜波補償。 3. 因為必須使用電感電流來做控制，造成電路結構較為複雜且減少電源效率。 2.3.2.1 次諧波振盪次諧波振盪次諧波振盪(sub-harmonic oscillation) 次諧波振盪由於電流模式 PWM 操作在工作週期大於 0.5 會產生不穩定現象，所以我們必須加入斜波補償來使的系統穩定，此現象我們稱為次諧波振盪。下面以公式推導與範例說明次諧波振盪的現象。 t 0 (D+d)Ts DTs Ts dTs IL0 IL0+iL(0) ic iL(0) m1 m1 iL(Ts) -m2 -m2 Steady-state waveform Perturbed waveform 圖 2.10 擾動訊號對電感電流波形圖圖 2.10 顯示了穩態波形與擾動波形，圖中的 iL(0)為一個初始擾動訊號，假設發生在靠近穩定波形，時間為 dTs，iL(Ts)為時間(D+d)Ts<t<Ts內穩態波形與擾動波形的差額，上升斜率為 m1，下降斜率 m2，將(D+d)Ts<t<Ts這段時間放大來看，如圖 2.11。圖 2.11 擾動訊號對電感電流穩定度分析圖

(29)

從圖 2.11 的穩態波形得到 iL(0)，

( )

s L m dT i 0 =− ₁⋅ (2.9) 同樣的，可以從擾動波形得到 iL(Ts)，

( )

s s L T m dT i = ₂⋅ (2.10) 將式子(2.9)與(2.10)結合，

( ) ( )

_      − ⋅ = 1 2 0 m m i T i_L _s _L (2.11) 當為穩態波形時，波形的出始值會等於結束值，也就是電感電流上升和下降的數值是一樣的，

(

)

s s m DT DT m₁⋅ = ₂ 1− D D m m − = ⇒ 1 1 2 (2.12) 將式子(2.12)帶入(2.11)中，

( ) ( )

      − − ⋅ = D D i T iL s L 1 0 (2.13) 依照同樣的分析，到了第二切換個週期結束，會得到 iL(2Ts)，

( ) ( )

( )

2 1 0 1 2       − − ⋅ =       − − ⋅ = D D i D D T i T iL s L s L (2.14) 過了 n 個切換週期會得到 iL(nTs)，

( ) ( )

( )

n L n L s L i D D i nT i  = ⋅

α

     − − ⋅ = 0 1 0 (2.15) 當 n 趨近於無限大時，α 小於 1，iL(nTs)會趨近於 0；而 α 大於 1，iL(nTs)會趨近於無限大，

( )

   > < ∞ → 1 1 0

α

when when nT iL s (2.16) 從式子(2.16)看出，如果要得到穩定的操作，必須要讓|α|=D/(1-D)小於 1， 5 . 0 < D (2.17) 以範例說明，當轉換電路操作在工作週期 D=1/4 的時候，從式子(2.16)可以

(30)

看出系統是可以穩定的， 5 . 0 3 1 4 1 1 4 1 1− = − = < = D D

α

(2.18) 圖 2.12 也說明了操作在工作週期 D=1/4 的時候，系統是穩定的，圖 2.12 穩定操作在 D=1/4 另外，當轉換電路操作在工作週期 D=3/4 的時候，從式子(2.16)可以看出系統是不穩定的， 5 . 0 3 4 3 1 4 3 1− = − = > = D D

α

(2.18) 圖 2.13 也說明了操作在工作週期 D=3/4 的時候，系統是不穩定的，圖 2.13 不穩定操作在 D=3/4 由上述的推導與範例說明了，當工作週期 D 大於 0.5 的時候，操作在電流模式控制的電源轉換器會有不穩定的問題產生，而解決不穩定的方式是加入斜波

(31)

補償，下面將會詳細介紹。 2.3.2.2 斜波補償斜波補償斜波補償(slope compensation) 斜波補償加入一組三角波，其大小為 ia(t)，週期為 Ts，斜率為 ma。

t

0 (D+d)T

s

DT

s

T

s dTs IL0 IL0+iL(0) ic iL(0) m1 m1 iL(Ts) -m2 -m2 Steady-state waveform Perturbed waveform -ma ic-ia(t) 圖 2.14 加入斜波補償之電感電流波形圖圖 2.14 顯示了加入一三角波當作斜波補償穩態之波形，圖中的 iL(0)為一個初始擾動訊號，假設發生在靠近穩定波形，時間為 dTs，iL(Ts)為時間(D+d)Ts<t<Ts 內穩態波形與擾動波形的差額，上升斜率為 m1，下降斜率 m2，補償三角波的斜率為 ma，大小為 ia(t)。從圖 2.14 可以得到 iL(0)與 iL(Ts)，

( ) (

a

)

s L m m dT i 0 =− ₁+ ⋅ (2.19)

( )

s a s L T m m dT i =−( − 2)⋅ (2.20) 將式子(2.19)與(2.10)結合，

( ) ( )

_      + − − ⋅ = a a L s L m m m m i T i 1 2 0 (2.21)

(32)

過了 n 個切換週期會得到 iL(nTs)，

( ) ( )

( )

n L n a a L s L i m m m m i nT i _ = ⋅

α

     + − − ⋅ = 0 0 1 2 (2.22) 而電感電流的變化量就由 α 所決定， a a m m m m + − − = 1 2 α (2.23) 當 n 趨近於無限大時，α 小於 1，iL(nTs)會趨近於 0；而 α 大於 1，iL(nTs)會趨近於無限大，

( )

   > < ∞ → 1 1 0

α

when when nT i_L _s (2.24) 從式子(2.23)與式子(2.24)看出，如果要得到穩定的操作，必須選擇一個良好的斜波斜率 ma，讓|α|小於 1。將式子(2.12)帶入式子(2.23)， 2 2 1 1 m m D D m m a a + − − − =

α

(2.25) 一個常用的 ma選擇， 2 2 1 m m_a = (2.26) 從式子(2.25)與式子(2.26)得到，當 D=1 時，此時的 α=-1，而當 0≦D<1 時，|α|<1，故此 ma值為讓系統對於任何工作週期都可以穩定的最小值。而另一個常用的 ma 選擇， 2 m ma = (2.27) 此值會讓 α=0，也就是在一個切換週期 Ts之後，所有的擾動誤差都會消失。由上述的推導說明了，加入了三角波當作斜波補償，選擇適合的斜率 ma，可以避免次諧波振盪。而 ma的最小值為 ma=0.5m2，此時在工作週期 D 小於 1、大於等於 0 的時候，系統均不會發生次諧波振盪。而當 ma=m2，此時系統可以在一個工作週期就把擾動誤差訊號修正。

(33)

2.4 補償電路與穩定度補償電路與穩定度補償電路與穩定度 補償電路與穩定度降壓型切換式電源轉換電路加入了回授控制，可以對不同輸入電壓與負載電流進行控制，但是在系統構成閉迴路控制的時候，穩定度就成為了一個很重要的部份，加入補償電路可以使系統穩定。 2.4.1 系統分析系統分析系統分析系統分析 將電源轉換電路與其回授控制電路區分為三個部份，如圖 2.15 與圖 2.16 所表示。電感、電容與分壓電阻為輸出濾波區塊(output filter)，比較器、振盪器、脈寬調變電路與功率電晶體為調變區塊(modulator)，誤差放大器與補償元件組成補償迴路區塊(compensation neteork)。圖 2.15 電源轉換電路系統分析圖圖 2.16 電源轉換電路系統分析區塊圖

(34)

2.4.2 輸出濾波區塊輸出濾波區塊輸出濾波區塊輸出濾波區塊(output filter) 輸出濾波區塊包含電感 L、電容 C、電容等效串連電阻 RESR與分壓電阻 Rf1、 Rf2，將圖 2.15 中的輸出濾波區塊列在圖 2.17，此區塊的輸入為調變區塊產生的相位控制，輸出為分壓輸出 bVOUT，此區塊的轉移函數可以寫成， C L s C R s C R s Gain ESR ESR Filter ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ + = ₂ 1 1 (2.28) 由式子(2.28)可以得到兩個極點由電感與電容所產生，而電容等效串連電阻會額外產生一個零點。

V

OUT

L

_C

R

f1

R

f2

R

ESR

bV

OUT

Phase

圖 2.17 輸出濾波區塊圖 2.4.3 調變區塊調變區塊調變區塊調變區塊(modulator) 調變區塊包含比較器、振盪器、脈寬調變電路與功率電晶體，將圖 2.15 中的調變區塊列在圖 2.18，此區塊的輸入為補償迴路區塊的誤差放大器輸出，輸出為相位控制，此區塊的轉移函數可以寫成， OSC IN Modulator V V Gain ∆ = (2.29) 由式子(2.29)看出此調變區塊不產生任何的極點與零點，單純影響增益的大小。

(35)

圖 2.18 調變區塊圖將輸出濾波區塊與調變區塊結合，可以得到開迴路增益，其頻率響應圖如 2.19 表示，增益大小為調變區塊提供，而輸出濾波區塊產生二極點與一零點。圖 2.19 開迴路頻率響應 2.4.4 補償迴路區塊補償迴路區塊補償迴路區塊補償迴路區塊(compensation neteork)與閉迴路穩定度與閉迴路穩定度與閉迴路穩定度 與閉迴路穩定度從上述兩小節可以了解到開迴路頻率響應，將誤差放大器與補償元件構成了補償迴路區塊，如圖 2.20 表示，此補償迴路區塊由誤差放大器與補償元件 RM、 CM組成，亦可以將誤差放大器轉換成轉導放大器 Gm與輸出阻抗 RO，可以得到

(36)

其轉移函數，

(

O M

)

M M M O M on compensati R R SC R SC R G Gain + + + = 1 1 (2.30) 由此轉移函數可以畫出其頻率響應，如圖 2.21，擁有一低頻極點與一零點。圖 2.20 補償迴路區塊圖 2.21 補償迴路頻率響應將輸出濾波區塊、調變區塊與補償迴路區塊組成閉迴路，得到轉移函數，

(

)

      + + + ⋅       ∆ ⋅       ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ + = M O M M M O M OSC IN ESR ESR R R SC R SC R G V V C L s C R s C R s Gain 1 1 1 1 2 (2.31) 將此轉移函數畫出頻率響應圖形，如圖 2.22。電源轉換電路的閉迴路增益從低頻以 20dB/dec 下降，到補償迴路增加的零點 FZERO變成平線，當遇到雙極點 FLC，以 40dB/dec 的速度下降，透過輸出電容等效串連電阻補償零點 FESR，使增益再

(37)

度改為 20dB/dec 下降，直到增益為 0dB，在單增益頻寬(unit-gain bandwidth)內等效只有一個極點，可以得到良好的相位邊限(phase margin)。圖 2.22 閉迴路頻率響應 2.5 切換式電源轉換電路的基本規格切換式電源轉換電路的基本規格切換式電源轉換電路的基本規格 切換式電源轉換電路的基本規格以下將介紹切換式電源轉換電路的基本規格與其定義，此規格是用來判斷電源轉換電路的效率，透過了解規格的定義，可以找出如何改善電路之效能。 2.5.1 電源轉換效率電源轉換效率電源轉換效率電源轉換效率(Efficiency) 電源轉換效率定義為輸出功率與輸入功率的比值︰ % 100 × = in out P P Efficiency (2.32) 雖然切換式電源轉換電路比起線性穩壓電路與電荷汞穩壓電路有較高的轉換效率，但依舊有不少能量會在轉換中散失，使的轉換效率降低。 (1) 導通損失(conduction loss) 當電流流過功率電晶體 MP與 MN，以及電感 L 和電容 C，因為其內阻造成能量的損失，為了減輕的 MP與 MN內阻的影響，故 MP與 MN會設計較大的寬長比來降低內阻。

(38)

2 , 2 , ,loss pON p nON n con

R

I

R

I

P

=

×

+

×

(2.33) 其中 Rp,ON為功率電晶體 MP導通之內阻，Rn,ON為功率電晶體 MN導通之內阻， Ip與 In各為其導通電流，此損失在重載下特別明顯。 (2) 切換損失(switching loss) 當電源轉換電路穩態操作時，其功率電晶體 MP與 MN是不斷交換導通，為了減少內阻設計了大的寬長比將使的功率電晶體的閘極寄生電容變大，此閘極寄生電容在不斷的切換中，不停的充電與放電，因此形成功率的損耗，其損耗功率公式

(

)

2 ,loss sw gp gn IN sw

f

C

V

P

=

×

+

×

(2.34) 其中 Cgp︰功率電晶體 MP之閘極電容 Cgn︰功率電晶體 MN之閘極電容 VIN︰輸入電壓 fsw︰切換頻率如果切換頻率增快，其切換損失將會跟著變大。 (3) 靜態損失(quiescent loss) 當電源轉換電路操作時，其控制電路也會耗損能量，所以可以讓電源轉換電路操作於無負載的情況，整體轉換電路所耗損的能量就是靜態損失。 q IN loss q

V

I

P

_,

=

×

(2.35) 其中 Iq為靜態電流，也就是轉換電路操作時所需要電流。此損失在輕載下特別明顯。 (4) 其他損失

其他損失包括了功率電晶體寄生二極體導通損失(body diode conduction loss) 以及開關功率電晶體之時序誤差損失(turn ON/OFF transition loss)。

(39)

2.5.2 線性穩壓線性穩壓線性穩壓線性穩壓(line regulation) 線性穩壓，當輸入電壓改變時，輸出電壓變化率， Line regulation=

(

mV V

)

V V IN OUT / ∆ ∆ (2.36) ∆VIN為輸入電壓的變化量，∆VOUT為輸出電壓變化量，單位為 mV/V。線性穩壓越小，代表此轉換電路不易受到輸入電壓的影響，故其應用範圍就越廣。 2.5.3 負載負載負載負載穩壓穩壓穩壓穩壓(load regulation) 負載穩壓，當輸出負載電流改變時，輸出電壓變化率， Load regulation=

(

mV mA

)

I V OUT OUT _/ ∆ ∆ (2.37)

∆IOUT為輸電流的變化量，∆VOUT為輸出電壓變化量，單位為 mV/mA。負載穩壓

越小，代表此轉換電路不易受到輸出負載電流的影響，故其應用範圍就越廣。

2.5.4 線性暫態響應線性暫態響應線性暫態響應線性暫態響應(line transient response)

線性暫態響應用來測試電源轉換電路在輸入電壓瞬間改變時，其轉換電路的穩壓能力，如圖 2.23。當輸入電壓 VIN發生變化，透過回授控制讓輸出電壓快速

且精確的回到目標輸出電壓。

(40)

2.5.5 負載負載負載負載暫態響應暫態響應暫態響應暫態響應(load transient response)

負載暫態響應用來測試電源轉換電路在負載電流瞬間改變時，其轉換電路的穩壓能力，如圖 2.24。當負載電流瞬間變大 ∆IL，輸出電壓 VOUT會有 Vdrop的電

壓降，經過 T1時間回覆到穩壓；負載電流又瞬間變小，輸出電壓 VOUT會有 Vpeak 的電壓上升，經過 T2時間回覆到穩壓。可以透過 Vdrop、T1、Vpeak和 T2來判斷電源轉換電路的暫態響應快慢。

I

_L

t

∆I

_L

V

OUT

t

V

_drop

V

peak

T

1

T

₂ 圖 2.24 負載暫態響應

(41)

第三章

高準確

高準確降壓

降壓

降壓型直流轉直流轉換電路利用

降壓

型直流轉直流轉換電路利用

型直流轉直流轉換電路利用增強型誤差放

型直流轉直流轉換電路利用

增強型誤差放

大器

3.1 簡介簡介簡介簡介在上一個章節，我們介紹了降壓型切換式電源轉換電路的基本架構與原理，並且了解不同模式的控制，因為電流模式控制利用電感電流來修正脈寬調變控制，令輸出電壓與電感電流和輸出入電壓的呈現綜合關係，使其擁有快速暫態響應[6]-[13]。在此章節中，我們將介紹一個加入了改良式誤差放大器的電流模式降壓型切換式電源轉換電路，來改善輕、重載變化時輸出電壓的準位，並使其擁有快速暫態響應與良好的負載穩壓。 3.2 高準確降壓型直流轉直流轉換電路高準確降壓型直流轉直流轉換電路高準確降壓型直流轉直流轉換電路高準確降壓型直流轉直流轉換電路之電路架構之電路架構之電路架構之電路架構圖 3.1 為此高準確降壓型直流轉直流轉換電路利用增強型誤差放大器的架構圖。系統上包括了功率元件與控制電路，功率元件包括功率電晶體 MP與 MN、電感 L、電容 C 和負載電阻 RL所組成，控制電路包括改良式誤差放大器(Error Amplifier)、比較器(Comparator)、能帶隙電壓參考電路(Bandgap reference)、啟動電路(Soft-start)、振盪器(Oscillator)、加成電路(Summing circuit)、電感電流感測電路(Current sensor)、脈寬調變電路(pulse-width modulation, PWM)和功率電晶體

(42)

驅動電路(Buffer)。將輸出電壓經分壓電阻(Rf1與 Rf2)分壓回授的方式，透過誤放大器放大分壓輸出電壓 bVOUT與參考電壓 VREF的誤差並且提供補償來使轉換電路達到良好的動態響應，電感電流感測電路用來感測感測電感電流，而加成電路則是將電感電流訊號與鋸齒波訊號加成，將放大的誤差訊號與加成訊號送入比較器中，來產生脈寬調變訊號，而鋸齒波訊號由振盪器所產生且為固定頻率，使用此脈寬調變訊號來控制功率電晶體 MP與 MN進行開關來達成穩定電壓之功能。圖 3.1 高準確降壓型直流轉直流轉換電路利用增強型誤差放大器 3.3 細部電路細部電路細部電路 細部電路以下介紹此電源轉換電路的細部電路。 3.3.1 改良式誤差放大器改良式誤差放大器改良式誤差放大器改良式誤差放大器(error amplifier) 誤差放大器用來比較參考電壓和回授電壓的差值，並且將誤差放大來修正輸出電壓。而誤差放大器和補償電路組成補償迴路，讓閉迴路增益可以穩定[14]，如圖 3.2。

(43)

圖 3.2 補償電路補償電路轉移函數為

( )

₍

₎

M O M M M O m OUT AO R R SC R SC R G bV V s T + + + − = = 1 1 (3.1) RO是誤差放大器的輸出電阻，Gm為誤差放大器的轉導。RM和 CM為外部的補償電阻與電容，其組成補償電路來對閉迴路增益進行補償。產生了一個零點和一個極點如下︰

(

M M

)

zero R C f π 2 1 = (3.2)

(

O M

)

M pole R R C f + = π 2 1 (3.3) 此改良式誤差放大器如圖 3.3 所表示，包括了兩個小 OP 放大器(operation

amplifier)和一個二階放大器，改良了一般的 OP 放大器，使擁有高增益(high gain)

和高頻寬(bandwidth)，擁有良好的 slew-rate，100V/µs，可以提供良好的大訊號暫態反應。為了提高電源效率，設計了低耗電的誤差放大器，總功率耗損為 40µW。

將圖 3.3 簡化成圖 3.4 說明，從圖 3.4 可以計算出整體的 Gain︰

(

) (

)

[

ref OUT OUT ref

]

(

)

(

ref OUT

)

all A A V bV A bV V A A A V bV

A = ₃× ₁× − − ₂ − = ₁+ ₂ ₃ − (3.4)

從式子(3.4)可以計算出整體的增益等於(A1+A2)A3，一般誤差放大器只有

A3，而此放大器可增加 A1+A2 的增益，達到高增益。誤差放大的頻率響應如圖

(44)

連時，可以得到如圖 3.5 最右邊的圖形，Aall為高增益高頻寬之誤差放大器。圖 3.3 誤差放大器圖 3.4 誤差放大器示意圖

×

圖 3.5 誤差放大器頻率響應 3.3.2 能帶隙電壓參考電路能帶隙電壓參考電路能帶隙電壓參考電路能帶隙電壓參考電路(bandgap reference)

利用正溫度係數電流(IPTAT)與負溫度係數電流(ICTAT)加成比例關係來產生零

溫度係數的參考電壓，如圖 3.6 所示，所產生的電壓如下列式子︰

(

)

REF PTAT CTAT REF

V

=

α

×

I

+ ×

β

I

R

(45)

圖 3.6 能帶隙電壓參考電路示意圖 + -圖 3.7 能帶隙電壓參考電路架構將圖 3.6 示意圖設計出能帶隙電壓參考電路，如圖 3.7 表示，利用放大器 A1 將 Vx與 Vy固定為相同電壓值，電阻 R1的跨壓等於 VEB2-VEB1(∆VEB)，而 ∆VBE 對溫度呈現正向關係，故可以得到正溫度係數的電流 IPTAT=∆VEB/R1，利用放大器 A2 使電阻 R2的電壓為 VEB2，VEB2對溫度呈現負向關係，得到負溫度係數的

(46)

電流 ICTAT=VEB2/R2，利用電流鏡(current mirror)的方式把正溫度係數電流 IPTAT與負溫度係數電流 ICTAT以 α 和 β 的倍數加成，產生零溫度係數的電流，通過電阻 R3得到參考電壓 VREF，

(

)

3 2 2 1 3 R R V R V R I I V EB EB CTAT PTAT REF       + ∆ = + =

α

β

α

β

(3.6) 圖 3.8 為完整的電路圖。圖 3.8 能帶隙電壓參考電路 3.3.3 電感電流感測電路電感電流感測電路電感電流感測電路電感電流感測電路 (current sensor) 電感電流感測電路是電流模式控制所獨有的，必須將電感電流回授進控制電路，所以穩定且準確的電感電流感測電路是必須的。電感電流感測電路如圖 3.9 所示，當功率電晶體 MP導通時，利用放大器將 VA與 VB點固定為相同電壓，此時 MP 與 M1 的源極(source)、閘極(gate)與汲極(drain)均為相等電壓，讓 MP與 M1成 N 倍比例關係，得到 IMP為 IM1的 N 倍關係， MP M I N I ₁ = 1 (3.7) 而 IB相當的小，所以 ISENSE約等於 IM1，得到感測電感電流。 MP B MP sense I N I I N I = 1 −2 ≈ 1 (3.8) 此感測電感電流相對於電感電流非常的小，可以減少感測電路的靜態電流，進而減少功率消耗，達到高電源效率。電感電流感測電路得到電感電流訊號會傳送到加成電路中，與鋸齒波訊號加成。

(47)

+

-V

P

V

P

_V

_N

V

PWM

M

P

V

A

M

N

M

S2

M

S1

M

1

M

2

I

MP

I

M1 PWM VP VN VPWM

1 : N

2I

B

V

B

I

sense Current Sensor Summing Circuit 圖 3.9 電感電流感測電路電感電流感測電路使用改良式誤差放大器如圖 3.10 所示。有別一般使用於電感電流感測電路使用電壓放大器，此電路改良使用電流放大器來提高速度及降低功率消耗與面積。其中 IB為 2µA，整個放大器只使用 8µA，相對於其他放大器的架構，此架構可以有效減少功率的消耗，進而提高電源效率。圖 3.10 電感電流感測電路之放大器

(48)

3.3.4 振盪器和加成電路振盪器和加成電路振盪器和加成電路振盪器和加成電路(Oscillator & Summing Circuit)

一般的鋸齒波振盪器常使用兩個比較器搭配邏輯電路以及外部電阻電容元件，通常較占晶片面積與腳位數目。此轉換電路所使用的震盪器電路僅用到一個比較器和一個電容(on-chip poly-poly capacitor)，可以節省晶片面積與腳位數目，如圖 3.11 所示。此振盪器可以同時產生一組週期訊號(clock signal, CLK)與鋸齒波訊號(ramp signal, Vramp)，鋸齒波訊號的上限與下限是受到 VH與 VL所定義(圖

3.12)，振盪頻率 fosc跟下列變數有相依的關係(VH、VL、CS1、和電流 IC1)，

(

H L

)

S C osc V V C I f − = 1 1 _(3.9) +

-V

H

V

L CLK _CLK _CLK CLK CLK CS2 CS1 Rs Isense Vsum Vsense IC2 IC1 Current Sensor Summing Circuit CLK CLK Oscillator Vramp 圖 3.11 振盪器和加成電路圖 3.12 振盪器輸出波形

(49)

一般的加成電路可以分為電流加成與電壓加成，如圖 3.13，電壓加成(圖 3.13(a))必須使用到 3 電阻與 1 組放大器，而使用電流加成 3.13(b))就必須先將電壓訊號轉為電流訊號，會增加 1 組電壓轉電流轉換電路，所以此兩種加成電路會增加額外的成本。圖 3.13 傳統的加成電路圖 3.14 加成電路輸出波形而此加成電路僅使用 1 組電阻與 1 組電容，如圖 3.11，圖中電流 IC2等於振盪器的 IC1，電容 CS2等於振盪器的 CS1，此電路利用從電感電流感測電路得到的電感電流訊號，流過 Rs得到 Vsense，電容 CS2的下板電壓從 0V 變成 Vsense，而電

容上版電壓就由 Vramp變成 Vramp+Vsense，也就是鋸齒波訊號加上電感電流訊號，

得到加成訊號 Vsum， s sense ramp sense ramp sum V V V I R V = + = + ⋅ (3.10)

(50)

圖 3.14 所表示鋸齒波訊號、電感電流訊號與加成訊號，接著將此加成訊號 Vsum輸入到比較器中。 3.3.5 比較器比較器比較器比較器(comparator) 比較器如圖 3.15 所表示，輸出端 M1與 M2為前級放大器(pre-amplifier)，把輸入訊號先行放大，M3~M6為正回授拴鎖器，而 M7~M10將拴鎖的訊號由雙端轉為單端，透過最後兩級反向器(M11與 M12、M13與 M14)當作拴鎖器產生完善的比較器輸出。圖 3.15 比較器 3.3.6 脈寬調變電路脈寬調變電路脈寬調變電路脈寬調變電路(PWM) 脈寬調變電路可以使用單一 SR 拴鎖器來完成，但是 SR 拴鎖器(SR Latch) 在輸入皆為 1 的時候是未定狀態，如圖 3.16，會造成電路狀態不明確，使的脈寬調變電路無法正確操作。於是將 SR 拴鎖器加上 NAND gate 和 AND gate，如圖

3.17，讓 SR 拴鎖器不會產生同時兩個輸入都為 1 的情況，避免掉 SR 拴鎖器的

(51)

圖 3.16 SR 拴鎖器特性圖 3.17 脈寬調變電路 3.3.7 功率電晶體驅動電路功率電晶體驅動電路功率電晶體驅動電路功率電晶體驅動電路(Buffer) 為了降低導通損失，故功率電晶體的大小都十分的龐大，所以無法直接利用控制電路推動功率電晶體，必須增加一個驅動電路來推動，如果沒有加此驅動電路，會讓控制訊號延遲造成控制不夠精確，最糟糕的情況可能造成功率電晶體不會開啟與關閉。此外，如果功率電晶體 MP與 MN同時開啟，會有很大的電流直接從電源流到地，造成很大的功率耗損，降低電源轉換效率，也就是開關功率電晶體之時序誤差損失。驅動電路如圖 3.18 所示，利用非重疊時序電路(non-overlap clock)來避免讓功率電晶體 MP與 MN同時開啟，進而減少電流直接從電源至地，同時也讓此驅動電路逐級放大，來提供足夠的推進力推動功率電晶體。圖 3.19 表示功率電晶體驅動電路的波形，波形中 VP與 VN的開啟與關閉是有順序性的，此順序可以避免兩個電晶體同時開啟。

(52)

圖 3.18 功率電晶體驅動電路圖 3.19 功率電晶體驅動電路之波形 3.3.8 啟動啟動啟動啟動電路電路電路電路(soft-start) 啟動電路的功能在於電路剛啟動，也就是 VIN從 0 到目標電壓的時間，因為切換式電源轉換器的特性，我們必須讓他的工作週期 D 由 0 逐漸變成目標週期，如果沒有啟動電路，可能會使的電感電流過大而損壞。此啟動電路(圖 3.20)是使用一外部大電容讓參考電壓 Vref慢慢變大(圖 3.21)，來產生逐漸變大的工作週期。

(53)

圖 3.20 啟動電路圖 3.21 啟動時間示意圖 3.4 小結小結小結小結在本章節中，一個使用改良式誤差放大器的降壓型切換式電源轉換器被介紹。而此改良是用來改善輕、重載變化時，輸出電壓的準位，並使其擁有快速暫態響應與良好的負載穩壓。此章節亦詳細介紹了各個細部電路的詳細電路與操作，在下章節中，將有此電源轉換的模擬與量測相關數據。

(54)

第四章

降壓型切換式電源轉換電路

降壓型切換式電源轉換電路模擬與量測結果

模擬與量測結果

4.1 簡介簡介簡介簡介本章節將列出上個章節所設計的電源轉換電路之模擬、佈局與量測結果。 4.2 模擬結果模擬結果模擬結果 模擬結果 4.2.1 線性穩壓線性穩壓線性穩壓線性穩壓(line regulation) 參照章節 2.5.2 的公式定義，當輸入電壓改變時，輸出電壓變化率， Line regulation=

(

mV V

)

V V IN OUT / ∆ ∆ (4.1) ∆VIN為輸入電壓的變化量，∆VOUT為輸出電壓變化量，單位為 mV/V。輸入電壓範圍 ∆VIN為 3.3V 到 4V，輸出電壓變化量 ∆VOUT=0.8442mV，由式子(4.1)可以得到， Line regulation= IN OUT V V ∆ ∆ = 1.206

(

mV /V

)

3 . 3 4 8442 . 0 ₌ − (4.2) 4.2.2 負載負載負載負載穩壓穩壓穩壓穩壓(load regulation) 參照章節 2.5.3 的公式定義，當輸出負載電流改變時，輸出電壓變化率， Load regulation=

(

mV mA

)

I V OUT OUT / ∆ ∆ (2.)

(55)

輸入電壓範圍 ∆IOUT為 60mA 到 600mA，輸出電壓變化量 ∆VOUT=9.5mV，由式子(4.1)可以得到， Load regulation = OUT OUT I V ∆ ∆ = 0.0176

(

mV /mA

)

60 600 5 . 9 ₌ − (4.2)

4.2.3 線性暫態響應線性暫態響應線性暫態響應線性暫態響應(line transient response)

參照章節 2.5.4 的定義，當輸入電壓由 3.3V 變為 4V，輸出電壓的變化情況。

圖 4.1 線性暫態響應(VIN=3.3~4V，VOUT=1.8V)

由圖 4.1 表示，輸出電壓 VOUT穩定在 1.8V，並且在 3ms 時改變 VIN由 3.3V

到 4V，在 4ms 時 VIN由 4V 到 3.3V，其電壓降(voltage drop)為 35mV，回復時間

(recover time)為 100µs。圖 4.2 表示，輸出電壓 VOUT穩定在 1.3V，並且在 3ms

(56)

圖 4.2 線性暫態響應(VIN=3.6~4.6V，VOUT=1.3V)

4.2.4 負載負載負載暫態響應負載暫態響應暫態響應(load transient response) 暫態響應

模擬負載暫態響應時，將電路的輸出負載電阻 RL並聯一個串有開關的電阻

RL1，此開關電晶體透過輸入方波來決定是否要改變負載之大小，如圖 4.3。

(57)

參照章節 2.5.5 的定義，當輸出負載電流由 60mA 變為 600mA，輸出電壓的變化情況。圖 4.4 表示 VIN=3.6V，，輸出電壓 VOUT穩定在 1.8V，並且在 3ms 時

改變負載電流 IL由 60mA 到 600mA，在 4ms 時負載電流由 600mA 到 60mA。

圖 4.4 負載暫態響應

圖 4.5 表示負載電流由 60mA 變到 600mA，瞬間僅會有 45mV 的電壓下降，回復時間為 160µs。圖 4.6 表示負載電流由 600mA 變到 60mA，瞬間僅會有 70mV 的電壓上升，回復時間為 160µs。

(58)

圖 4.5 負載暫態響應於負載電流上升

具順向導通電荷汞控制技術之單電感多輸出升壓型直流轉直流轉換電路

國 立 交 通 大 學

電信工程研究所

碩 士 論 文