4-1 混頻系統電路之實現
混頻系統電路設計包含了混頻器系統之升降頻電路、Tx 功率放大器電路、Rx 低 雜訊放大器電路以及壓控振盪器之電路做介紹，在這當中除了要充分了解每一級電路 運作之特性外，也必須在電路的設計上保留除錯的空間，以便將每一級的電路調整到 最佳的效能。
4-1-1 混頻器之升頻電路
Mixer Tx up-conversion schematic 如圖 4-1 所示，主要利用 NEC ne25139 雙閘極 混頻器與前一章節混頻電路之模擬來實現由系統之中頻 4950-5500MHz 與本地振盪 之 950MHz 混頻後，取兩者頻率相加之 5900-6450MHz 工作頻率，再經由 Hairpin 帶 通濾波器將雜訊過濾後至功率放大器。
圖 4-1 混頻器之升頻電路
圖 4-2 混頻器之降頻電路
4-1-3 功率放大器之電路
當訊號經由混頻器升頻，再通過帶通濾波器過濾掉雜訊後，接下來利用功率放大 器將訊號增強，PA Tx schematic 如圖 4-3 所示，首先 RFMD RF5616 整合功率放大器 當作第一級之驅動放大器，主要目的是將原本較微弱之訊號提升其功率，再經由 RFMD SZA-5044Z 當作第二級之功率放大器將其訊號之功率提升至系統規格制定之 輸出功率。然而，在第一級驅動放大後，為了防止其中有雜訊干擾，進而在第二級功 率放大器隨之增強其雜訊之功率，因此在這兩級放大器之電路中，再加入一級帶通濾 波器，以防止雜訊干擾所造成的效能損耗。
圖 4-3 功率放大器之電路
4-1-4 低雜訊放大器之電路
Rx LNA schematic 如圖 4-4 所示，利用 Avago MGA-665P8 來實現 6.4GHz 之接收 端電路，以滿足混頻器之接收端之降頻需求。
圖 4-4 低雜訊放大器之電路
4-2 混頻系統整合電路板之製作
Layout 部分是使用 Power PCB 軟體來設計；其設計好的完整圖面圖如圖 4-5 所 示之 L1~L4。其零件擺擺放位置如圖 4-6 所示。圖 4-7 為實際成品圖。
圖 4-5 PCB Layout for L1~L4
圖 4-6 PCB Placement
4-3 板層規劃與配置
板子疊構的配置為 FR4 板材的四層板，其中第一層為 TOP Layer:RF
Trace/component；第二層為 GND，第三層為電源，第四層為 Trace/component/GND，
四層疊構的成品板厚為 38.7mil，符合 mini-PCI 介面之規格，整個疊構的規劃是以板 廠最常用的疊構材料為主。第一層主要用來放置元件(元件面)與 RF 訊號線，RF 訊號 線的阻抗須控制在50Ω,訊號線阻抗模擬疊構如圖 4-8 所示，其中介質常數為 4.2，RF 訊號線與旁邊 GND 的間距為 10 mil。第二層整層為接地，RF 訊號正下面的地平面 需保持完整，用途為拉住 RF 訊號使之不輻射，第三層為電源平面，第四層接地主要 用來包覆訊號與電源使之不輻射，且把 RF 零件與走線位置的背面將綠漆的部份去除 不上綠漆，其目地在將板子與外部鐵殼的部份鎖緊並加速 PA 的散熱機制。
圖 4-8 阻抗模擬疊構圖
4-3-1 PCB Layout 原理與法則
PCB Layout 注意事項：
1. RF 訊號線寬度為 50 歐姆線寬。
2. RF 訊號線兩旁須留淨空區，淨空區寬度為 RF 訊號線與最接近的地平面(第 一層)間距的 10mil 線寬
3. 數位電路部份、電源電路部份、RF 電路部份鋪地做區隔，可以防止訊號亂 竄，導致雜訊產生。
4. 電路板周邊、RF 訊號線與數位訊號線周邊下貫穿孔接地，防止訊號亂竄；
貫穿孔之間的間距為 20 分之 RF 波長或 100 分之 RF 波長更好，讓 RF 訊號 在電路板上任何地方皆可視為等電位面。
5. 電源部分的連接走線可粗一點，甚至可以使用整片銅薄來供電(Power Plane)，但 RF 的電源以走 power trace 包 GND 為佳。
6. 電源線與訊號線兩旁邊的地平面越靠近越好，可以增加電容效應，濾除不要 的雜訊。
7. 電源介面盡量放靠近版邊，方便使用者使用；RF 與電源和數位部份則離越 遠越好。
4-4 單級電路之量測
在完成電路系統整合以後，接下來就是量測電路是否符合規格之要求，在這個階 段我們會分成兩個步驟去進行電路的量測；首先，先以單級測量的方式，主要確認每 一級的電路是否都可以正常工作，效能是否符合規格上面的需求，以便利在之後的系 統整合做為效能驗證的參考依據。
4-4-1 混頻器量測
在混頻器的量測上面，主要測試的項目可分為兩個部份，首先針對 port to port 的 隔離度做量測，接下來是混頻器之轉換增益/損耗作量測。
4-4-1-1 隔離度(Isolation)之量測與結果
隔離度量測步驟如圖4-9所示，首先，利用網路分析儀做為測試之儀器，設定S21 做S參數之量測，接著驗證本地振盪、射頻與中頻三者訊號之間的影響，利用此測試 方法來驗證各埠之間的訊號隔離度。
圖 4-9 Port-To-Port Isolation 量測方法
圖 4-10 為 LO-RF 隔離度驗證，由下圖測試結果得知，在射頻端量測本地振盪端 之 950MHz 的訊號，由於在混頻器之射頻端後級加上 Hairpin 帶通濾波器將頻率限制 在 5850-6450Hz 之頻率，因此在射頻端量測到的 950MHz 的訊號衰減至很小；表 4-1 為 Port-to-Port 的量測之數據。
圖 4-10 LO-RF 量測結果
Port-to-Port LO-IF LO-RF no BPF
IF-RF no BPF
LO-RF BPF
IF-RF BPF
測試數據(dB) -44.3 -35.8 -39.2 -58.9 -44.7 表 4-1 Port-to-Port 隔離度之驗證與數據
4-4-1-2 轉換增益/損耗(Conversion Gain/Loss)量測與量測結果
轉換增益/損耗主要是指經由混頻後之輸出訊號與原本輸入源之功率比值,混頻器 之轉換增益/損耗作量測，如圖4-11所示，主要使用頻譜分析儀做頻率與功率之量測。
圖 4-11 訊號頻率與功率之量測方法
在量測混頻訊號之轉換增益/損耗之前，首先必須針對中頻與本地振盪訊號混頻 後之射頻頻率做量測，量測結果如圖 4-12 所示，藉此可以驗證混頻器是否運作正常。
接下來再針對訊號經由混頻後之轉換增益/損耗量測，其量測結果如圖 4-13 所示，
圖 4-12 混頻輸出訊號之量測結果
圖 4-13 轉換增益/損耗之量測結果
4-4-2 Hairpin 帶通濾波器量測與結果
Hairpin 濾波器量測方法如圖 4-14 所示，藉由網路分析儀測量 S 參數之 S11 與 S22 反射係數，S12 與 S21 之介入損耗。
介入損耗是指當輸入訊號經由一個損耗功率的元件後，再輸出端所測量得到的一 個訊號功率之損耗，介入損耗可使用網路分析儀設定 S12 或者 S21 測量分析，單位為 dB，介入損耗之公式如(4.1)式所表示之:
(4.1) 返回損耗是指當輸入源的阻抗與訊號源的阻抗不匹配時，功率傳送到輸入埠會被
反射回訊號源。一般而言，反射損耗越小，代表阻抗匹配越良好，反射損耗至少需要 -10dB(VSWR<2)。反射損耗可使用網路分析儀設定S11或者S22測量分析，單位為dB，
反射損耗之公式如(4.2)式所表示之:
(4.2) 其 Pi 為入射功率，Pr 為反射功率。
圖 4-14 Hairpin 帶通濾波器量測方法
Hairpin 帶通濾波器量測結果如圖 4-15 所示，左圖為 smith chart 之量測，可以量 測此元件之特性阻抗；一般而言，RF 訊號之特性阻抗為 50 ohm，不過在 25-75 ohm 皆在可容許之範圍。右圖為 S 參數之量測，S11 與 S22 為反射係數，如右圖藍線所標 示，一般來說，在 RF 元件的設計上面，反射係數最好低於-10dB 以下；S21 介入損
圖 4-15 Hairpin 帶通濾波器量測知結果
4-4-3 功率放大器量測參數
P1dB 之介紹[23]
P1dB 原理的介紹，本章節參考陳俊仁學長在中華大學之“ISM 頻帶(2.412~2.483) 系統電路實現”碩士論文中所提出之論點貢獻；放大器的最大功率增益、最佳雜訊指 數及寬波帶放大器等。由於功率放大器通常均工作於非線性區域( nonlinear region )，
小信號 S-參數對設計功率放大器已不適用。用以分析電晶體做功率放大應用的大信 號 S-參數，很有需要。量測大信號 S-參數很困難，且無法適宜予以定義。因此，應 用變通方法測定大信號參數。其方法是以信號源及負載反射係數作為輸出功率及增益 的函數，尤其是當測量信號源及負載反射係數時，同時測量其輸出功率，當電晶體工 作於 1dB 增益壓縮點( gain compression point )時。列出 1dB 壓縮點的資料，用以定出 該電晶體對功率承受的能力。
該 1dB 壓縮點( 以符號 G1dB表示 )可定義為：在小信號線性功率區域內，電晶體 因非線性而使輸出功率增益減小 1dB 之增益值。以(4.3)式表示之：
1 ) ( )
(
01
dB G dB
G
dB(4.3) 式中
G
0( dB )
為小信號線性功率增益(Linear power gain)，單位為分貝(dB)。功率壓縮點 P1dB定義為(4.4)式：
) ( ) ( )
(
11
dBm G dB P dBm
P
dB
dB
IN(4.4)
1dB 功率壓縮點 P1dB的意義為：該點的輸出功率 dBm 值減去輸入功率 dBm 值等 於小信號功率增益減去 1dB，如(4.4)式所示 。
輸出功率 Pout對輸入功率 Pin的典型曲線及 1dB 增益壓縮點如圖 4-15 所示。線性 輸出功率的特性中，在最小可檢測信號點的輸出功率與 1dB 增益壓縮點之輸出功率 之間的功率差，形成一動態範圍( Dynamic Range( DR ) )如圖 4-16 所示。[3]
多級放大器串接所產生之 P1dB 如(4.5)式表示：
1 , 1 2 1 1
, 1 ,
1 1
1 1
1 1
dB n
n n
dB n n dB
dBTotal
P G P G G G P
P
(4.5)
圖 4-16 P1dB 增益壓縮點
4-4-4 功率放大器之量測與量測結果
功率放大器電路之量測方式如圖 4-17 所示，利用網路分析儀來測量其電路之
圖 4-17 功率放大器量測方法
針對第一級驅動放大器採用 RFMD RF5616，其 Feature 參考 datasheet 如圖 4-18 所示，其中可得之最大輸出功率在 21dBm at 5V； S 參數量測如圖 4-19 所示，其中 可以得知當頻率在 5900-6450MHz 時，還可以有超過 20dB 之增益。
圖 4-18 PA_RF5616 Feature
圖 4-19 RF5616 之 S 參數
第二級驅動放大器採用 RFMD SZA-5044Z，其 Feature 參考 datasheet 如圖 4-20 所示，其中 P1dB 為 31dBm at 5V；S 參數量測如圖 4-21 所示之 S21 參數，圖 4-22 表 示 S11 之參數，其中也可以從測量數據得知，當頻率在 5900-6450MHz 時，還可以有 超過 20dB 之增益。
圖 4-21 SZA-5044Z 之 S21 量測
圖 4-22 SZA-5044Z 之 S11 量測
4-5 系統整合電路之量測
當單級元件量測完成後，確認每一級元件都符合設計上所定義之規格；接下來就 可以將各個單級電路方塊元件串接起來，進行整合系統電路之量測；其量測可分為
Tx performance 測試與 Rx performance 測試。
4-5-1錯誤向量強度 (Error Vector Magnitude，EVM)
在 OFDM 系統中，如果 FFT 區間內所有的次載波都有整數個週期，那麼次載波 將完全正交。但是如果有頻率偏移( Frequency offset )，FFT 區間內的週期數便不再 是整數，這將產生載波間干擾( ICI )。頻率偏移的出現是因為發射的信號頻率位在較 高的射頻頻段，由於發射機和接收機的內部元件製造參數的誤差及模組生產可能造 成的不準度，會產生發射機和接收機很大的頻率偏移。種種誤差會影響數據的可靠 傳輸，因此必須進行估計並補償。對於子載波間隔為 300KHz，可允許的頻率變化為 0.1dB 的 OFDM 系統，容許的最大頻率偏移小於子載波間隙的 1%，而大多數振盪器 不能滿足這個要求。要達到這種要求，在進行 FFT 處理之前必須採用頻率同步技術，
同樣的也要滿足正交性還需要時序同步。在 OFDM 接收機能解調子載波前，必須查 找到符號邊界。此資訊用於發射機和接收機的時標同步，這是解調時正確去除 cyclic prefix 和保証適當的 FFT 持續時間所必須的。另一個與時序同步相關的問題涉及到 採樣時鐘同步。在發射機一側，IFFT 產生的信號將轉換成具有一定時間間隙( 採樣 間隙 )的類比信號。在接收機端，收到的信號經降頻，然後取樣得到後面數位處理所 要的離散信號。接收機的取樣時間必須與發射機的取樣時間嚴格匹配以避免降低系 統性能。而對於此一問題將在後面有深入的探討。
為實現時序和頻率的同步，OFDM 系統採用特殊的訓練符號( Special Training Symbols )，它們經發射機發射，在接收機端將接收到的信號與它們的原值相比較。
依據這個比較結果，可獲得期望的系統時序和頻率偏移資訊。
以下所要討論的是接收端在取樣過程中，產生( timing error – τ )對OFDM系統的 若將信號以 IDFT ( Inverse Discrete Fourier Transform )方式產生調變信號，則 OFDM 符號可表示為：