4.4.4 結果與討論 結果與討論 結果與討論 結果與討論
本電路實現於TSMC SiGe 0.18 µm製程，晶片照片如圖4.22所示，射頻 輸入埠採用上方GSGSG pad的左邊Source端輸入，右邊的Source端為提供 Output Buffer的直流電源3.3V。本地震盪源輸入埠採用下方GSGSG pad的右 邊Source端輸入，左邊的Source端為提供混頻器的直流電源3.3V。左邊的 GSG pad為提混頻器核心的電晶體基極偏壓2.8V。正交的中頻輸出埠採用右 方的GSGSG pad。此晶片面積為0.63 × 0.83 mm2，如圖4.24所示。
圖 4.12 是射頻輸入埠與本地震盪源輸入埠的輸入匹配圖，兩埠在 26~40
GHz 間的輸入反射損失都小於-10 dB，算是相當寬頻的匹配。
圖 4.13 是在 26~40 GHz 間射頻頻率的轉換增益對本地震盪源功率作圖，
將中頻頻率固定在 100 MHz，在所有的射頻頻率中，本地震盪源功率大於 5 dBm，混頻器的轉換增益就趨近於平坦。
圖 4.14 是射頻頻率等於 31 GHz 時的功率線性度圖，IIP3 約為-1 dBm，
OIP3 約為 1 dBm。
圖 4.15 是 P1dB & OP1dB對射頻頻率作圖，中頻頻率固定在 100 MHz，
P1dB在射頻頻率為 26~40 GHz 約落在-4~-9 dBm 間，OP1dB在射頻頻率為 26~40 GHz 約落在-6~-8 dBm 間。
圖 4.16 是 IIP3 與 OIP3 對射頻頻率作圖，中頻頻率固定在 100 MHz，
IIP3 在射頻頻率為 26~40 GHz 約落在-5~1 dBm 間，OIP3 在射頻頻率為 26~40 GHz 約落在 0~2 dBm 間。
圖 4.17、4.18、4.19 與 4.20 正交輸出訊號的量測圖，固定中頻頻率為 100 MHz，在射頻頻率為 26~40 GHz 間，I Port 的轉換增益為 4~-1 dB，Q Port 的轉換增益為 1~-4 dB，兩埠最大增益不平衡約為 1.5 dB，相位皆相差 100 度。
圖 4.21 為轉換增益對中頻頻率作圖，固定本地震盪源輸入頻率，中頻 的-3 dB 增益頻寬約為 400 MHz。
圖 4.22 為電路的隔絕性量測圖，在頻率 26~40 GHz 間，LO 至 RF 的隔
絕性皆小於-50 dB，LO 至 IF 的隔絕性皆小於-40 dB，RF 至 IF 的隔絕性皆 小於-30 dB。
圖 4.23 電路的雜訊指數量測圖，固定本地震盪源頻率，雜訊指數約介 於 23~28 dB 之間。
直流電源 VCC1 的電流為 4.38 mA，與模擬時約相差 5%，算是可接受 的誤差範圍。直流電源 Vbb 的電流很小，為 µA 等級，儀器的刻度無法顯 示。直流電源 VCC2 的電流為 9.3 mA，與模擬時相差 3 mA，所以單邊 Output Buffer 的電流相差 1.5 mA。學生認為會有這樣差異是因為電阻製程變異過 大及提供的電晶體直流模組不準而導致。電阻製程變異導致電晶體偏壓不 準確，較嚴重的為r6與 r7。因為 Output Buffer 的直流關係，導致輸出中頻輸 出放大與預估不相同，連同影響輸出的中頻頻寬。
由圖 4.17~20 可知正交訊號輸出平衡未達預期，學生認為是因為 CPW 方向耦合器輸出至微混頻器輸入端的佈局不良導致。因為學生是直接拉一 條訊號線至輸入端，所以導致整體耦合量降低了，原本不錯的相位差也連 帶影響。
LO 至 RF 的隔絕性皆小於-50 dB，LO 至 IF 的隔絕性皆小於-40 dB，表 示雙馬爾尚巴倫器的輸出相位平衡頗佳。
表 4.1 模擬與量測數據比較表
Post-Simulation Measurement Supply Voltage (V) 3.3&2.8 3.3&2.8 Conversion Gain (dB) 14 2 Current Consumption
(mA)
4.25 (Mixer Core) 12.5 (Output Buffer)
4.4 (Mixer Core) 9.3 (Output Buffer) Power Consumption
(mW)
55.3 45.21
I/Q Imbalance <1dB/<5° <2dB/<=10°
Chip Size 0.83 x 0.63 mm
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