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使用耦合共面波導正交分合波器的正交射頻單正交降頻器

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Academic year: 2021

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全文

(1)

國 立 交 通 大 學

電信工程研究所

碩 士 論 文

使用耦合共面波導正交分合波器的正交射頻單

正交降頻器

Quadrature Hybrid with Coupled CPW and Its

Application in Quadrature-RF Single Quadrature

Downconverter

研究生:彭永豪

指導教授:孟慶宗

(2)

正交降頻器

Quadrature Hybrid with Coupled CPW and Its Application in

Quadrature-RF Single Quadrature Downconverter

研究生:彭永豪

Student: Yong-Hao Peng

指導教授:孟慶宗 博士

Advisor: Dr. Chin-Chun Meng

國 立 交 通 大 學

電信工程研究所

碩士論文

A Thesis

Submitted to Institute of Communication Engineering College of Electrical and Computer Engineering

National Chiao Tung University in Partial Fulfillment of the Requirements

For the Degree of Master of Science

In

Communication Engineering

June 2012

Hsinchu, Taiwan, Republic of China

(3)

使用耦合共面波導正交分合波器的正交射頻單

正交降頻器

學生:彭永豪 指導教授:孟慶宗 博士 國立交通大學 電信工程研究所碩士班

本篇論文主要研究使用耦合共面波導結構研製之微波被動元件,包含 耦合共面波導方向耦合器及雙馬爾尚巴倫器。 論文共分兩個部分,第一個部分先將耦合共平波導方向耦合器模擬於 TSMC CMOS 0.18 µm 的多層金屬結構中。接著利用 TSMC CMOS 0.18 µm 實作由共面波導方向耦合器組合而成的雙馬爾尚巴倫器,雙馬爾尚巴倫器 具寬頻、良好的振幅及相位平衡。最後於 TSMC SiGe 0.18 µm 上實作降頻 正交混頻器,利用耦合共面波導方向耦合器提供寬頻射頻正交訊號及雙馬 爾尚巴倫器有效分波本地震盪源訊號,實現射頻及本地振盪源皆為單端輸 入的正交射頻單正交混頻器。 第二個部分為使用 TSMC SiGe 0.18 µm 實作三種不同一二次匝數比的 平面式一對二變壓器。

(4)

Quadrature Hybrid with Coupled CPW and Its

Application in Quadrature-RF Single Quadrature

Downconverter

Student:Yong-Hao Peng Advisor:Chin-Chun Meng

Institute of Communication Engineering National Chiao Tung University

Abstract

In this thesis, we focus on researching of microwave passive components which include coupled coplanar waveguide directional coupler and dual Marchand balun using coupled coplanar waveguide.

This thesis is divided into two parts. In the first part, we simulated coupled coplanar waveguide directional coupler in TSMC CMOS 0.18 µm multi-layer structure, then we implemented dual Marchand balun which is combined of coupled coplanar waveguide directional couplers in TSMC CMOS 0.18 µm process. The dual Marchand balun has broad band property and good balance of amplitude and phase. Finally, we implemented quadrature down converter in TSMC SiGe 0.18 µm process. We implemented quadrature-RF single quadrature downconverter which the both of RF and LO input are single-ended by using coupled coplanar waveguide directional coupler to perform quadrature RF signals and dual Marchand balun to divide LO signal.

In the second part, we implemented trifiar transformer of three different turn ratio in TSMC SiGe 0.18 µm process.

(5)

誌謝

誌謝

誌謝

誌謝

這兩年的時間過得真快,沒想到一眨眼,要畢業了。想到在進到交通 大學時,還是渾渾噩噩的樣子,而多虧在這兩年的歷練,無論在專業領域 及做人處事上,有相當大的成長跟突破。在這過程中,要感謝許多人幫助, 因為你們的指導與支持,讓我能夠順利完成學業。首先要感謝孟慶宗教授 的指導,不時的討論並指點我正確的方向,得以解決所遇到的種種問題。 再次感謝徐碩鴻及紀佩綾教授抽空前來參加學生的畢業口試,並提供寶貴 的建議。在晶片量測上,感謝嘉偉、榮彥及國家奈米元件實驗室全體同仁 不辭辛苦地全力幫忙,而得以順利完成複雜的量測過程。 接著感謝 918 實驗室的大家,陪我度過精采的兩年碩士班生活。首先 感謝語誌、宏儒、金詳、彥鋒及楊雋學長的耐心的指導及與傾囊相授,總 能在我迷網時為我解惑。同時感謝兩年同窗的協修、偉程及格瑋在生活與 學業上的協助,與一起走過的酸甜苦辣。此外感謝學弟仁傑、士德與維麟 的加入,讓實驗室更充滿歡樂及愉悅的氣氛。 最後感謝我的父母、阿公、阿嬤、哥哥與女朋友,因為有你們給予我 最大的關懷跟支持,讓我無憂無慮得以順利完成人生中每段過程。 永豪(國維) 2012 夏末於交通大學

(6)

目錄

目錄

目錄

目錄

中文摘要 ... i 英文摘要 ... ii 致謝 ... iii 目錄 ... iv 表目錄 ... vii 圖目錄 ... viii 第一章 導論 ... 1 1.1 研究動機 ... 2 1.2 論文組織 ... 3 第二章 耦合共面波導方向耦合器 ... 5 2.1 介紹 ... 6

2.2 半靜態耦合器分析(Quasi-Static Coupler Analysis) ... 10

2.2.1 空氣介電層電容的奇模及偶模分析 ... 12 2.2.2 基板介電層電容的奇模分析 ... 15 2.2.3 基板介電層電容的偶模分析 ... 17 2.3 耦合共平面波導方向耦合器設計、分析及模擬 ... 20 2.3.1 耦合器架構 ... 20 2.3.2 耦合器的設計 ... 22

(7)

2.3.3 耦合器的模擬結果與討論 ... 25

第三章 雙馬爾尚巴倫器 ... 31

3.1 介紹 ... 32

3.2 馬爾尚巴倫器(Marchand Balun) ... 34

3.3 雙馬爾尚巴倫器(Dual Marchand Balun) ... 35

3.3.1 雙巴倫器等效圖 ... 36 3.4 實作:雙馬爾尚巴倫器 (CMOS 0.18 µm) ... 37 3.4.1 研究動機 ... 37 3.4.2 雙馬爾尚巴倫器的設計 ... 37 3.4.3 晶片量測 ... 40 3.4.4 結果及討論 ... 43 第四章 BiCMOS 單正交降頻器 ... 47 4.1 前言 ... 48 4.2 吉伯特混頻器與中頻放大器... 49 4.2.1 射頻混頻器 (RF Mixer) ... 49 4.2.2 單平衡式與雙平衡式吉伯特混頻器 ... 50 4.2.3 微混頻器 ... 51 4.2.4 中頻放大器 ... 52 4.3 正交混頻器 (Quadrature or IQ Mixer) ... 53

(8)

4.3.1 鏡像頻率 ... 53 4.3.2 常見的單正交降頻器電路架構 ... 54 4.4 使用方向耦合器及雙馬爾尚巴倫器之單正交降頻器(SiGe 0.18-µm) ... 56 4.4.1 研究動機 ... 57 4.4.2 實作電路架構 ... 57 4.4.3 晶片量測 ... 62 4.4.4 結果與討論 ... 68 第五章 一對二變壓器 ... 73 5.1 前言 ... 74 5.2 一對二變壓器簡介 ... 75 5.3 差動架構的混模(mixed-mode)散射矩陣 ... 76 5.4 實作:一對二變壓器 (SiGe 0.18 µm) ... 79 5.4.1 晶片量測 ... 82 第六章 結論 ... 89 Vita... 97

(9)

表目錄

表目錄

表目錄

表目錄

表 3.1 雙馬爾尚巴倫器模擬數據 ... 44 表 3.2 雙馬爾尚巴倫器量測數據 ... 45 表 3.3 文獻比較表 ... 45 表 4.1 模擬與量測數據比較表 ... 71 表 5.1 預計規格表 ... 82

(10)

圖目錄

圖目錄

圖目錄

圖目錄

圖 2.1 耦合線方向耦合器 (a) 側視圖 (b) 俯視圖 ... 7 圖 2.2 共平面波導管方向耦合器 ... 8 圖 2.3 增加背板導體式共平面波導管方向耦合器 ... 8 圖 2.4 槽耦合式方向耦合器 ... 9 圖 2.5 槽耦合式方向耦合器側面圖 ... 10 圖 2.6 耦合器電場分佈圖 (a) 偶模 (b) 奇模 ... 12 圖 2.7 空氣介電層的保角變換轉換圖 ... 14 圖 2.8 基板介電層的保角變換轉換圖(奇模) ... 17 圖 2.9 基板介電層的保角變換轉換圖(偶模) ... 18 圖 2.10 TSMC CMOS 0.18 µm 製程側面結構圖 ... 20 圖 2.11 實現於 TSMC SiGe 0.18 µm 製程之槽耦合式方向耦合器剖面圖 21 圖 2.12 厚金屬設計之槽耦合式方向耦合器剖面圖 ... 22

圖 2.13 耦合器之奇模等效架構剖面圖 (a) M2&M3 (b) M2&M4 (c) M1&M5 ... 24

圖 2.14 耦合器之偶模等效架構剖面圖 ... 25

圖 2.15 3dB 耦合量耦合器之模擬外觀圖 ... 26

圖 2.16 3dB 耦合量耦合器之散射參數 ... 26

(11)

圖 2.18 調整訊號線寬度之穿透損失比較圖 ... 27 圖 2.19 調整接地面跟訊號線距離之穿透損失比較圖 ... 28 圖 3.1 馬爾尚巴倫器 ... 34 圖 3.2 雙馬爾尚巴倫器 ... 36 圖 3.3 上中及中下兩兩耦合傳輸線剖面圖 ... 37 圖 3.4 實現於 TSMC CMOS 0.18 µm 製程之雙馬爾尚巴倫器俯視圖 ... 38 圖 3.5 使用 HFSS 模擬雙馬爾尚巴倫器之俯視圖 ... 39 圖 3.6 輸入返回損失及穿透損失模擬及量測比較 ... 40 圖 3.7 輸出振幅不平衡模擬及量測比較 ... 41 圖 3.8 輸出相位不平衡模擬及量測比較 ... 42 圖 3.9 Die Photo (0.4 mm × 0.7 mm) ... 43 圖 4.1 電路架構圖 ... 48 圖 4.2 吉伯特混頻器 (a)單平衡式 (b)雙平衡式 ... 50 圖 4.3 吉伯特微混頻器 ... 51 圖 4.4 Shunt-Shunt 回授放大器 ... 52 圖 4.5 正交混頻器示意圖 ... 53 圖 4.6 常見的正交混頻器電路 ... 54 圖 4.7 多相位濾波器 ... 55 圖 4.8 使用方向耦合器及雙馬爾尚巴倫器之正交混頻器... 56

(12)

圖 4.9 雙馬爾尚巴倫器模擬數據圖 ... 59 圖 4.10 方向耦合器模擬數據圖 (a)輸出振幅 (b)輸出相位差 ... 60 圖 4.11 使用達靈頓對之 shunt-shunt 回授放大器 ... 61 圖 4.12 輸入反射損失 ... 62 圖 4.13 轉換增益對本地震盪源功率 ... 62 圖 4.14 功率線性度 ... 63 圖 4.15 P1dB & OP1dB對射頻頻率 ... 63

圖 4.16 IIP3 & OIP3 對射頻頻率 ... 64

圖 4.17 轉換增益對射頻頻率 ... 64 圖 4.18 輸出增益不平衡對射頻頻率 ... 65 圖 4.19 輸出相位不平衡對射頻頻率 ... 65 圖 4.20 中頻輸出波形圖 ... 66 圖 4.21 轉換增益對中頻頻率 ... 66 圖 4.22 隔絕性 ... 67 圖 4.23 雜訊指數 ... 67 圖 4.24 Die Photo (0.63 mm × 0.83 mm) ... 68 圖 5.1 一對二變壓器示意圖 ... 75 圖 5.2 平面式變壓器 ... 75 圖 5.3 單端 4-port 之待測元件 ... 77

(13)

圖 5.4 差動 2-port 之待測元件 ... 77 圖 5.5 一對二變壓器 (a) 1:1:1 (b) 2:1:1 (c) 1:2:2 ... 80 圖 5.6 1:1:1 一對二變壓器模擬數據 ... 81 圖 5.7 2:1:1 一對二變壓器模擬數據 ... 81 圖 5.8 1:2:2 一對二變壓器模擬數據 ... 81 圖 5.9 1:1:1 一對二變壓器穿透損失 ... 82 圖 5.10 1:1:1 一對二變壓器輸出相位差 ... 83 圖 5.11 2:1:1 一對二變壓器穿透損失 ... 83 圖 5.12 2:1:1 一對二變壓器輸出相位差 ... 84 圖 5.13 1:2:2 一對二變壓器穿透損失 ... 84 圖 5.14 1:2:2 一對二變壓器輸出相位差 ... 85 圖 5.15 Die Photo (2.6 mm × 1.9 mm) ... 85 圖 5.16 完美變壓器混模散射參數 ... 86 圖 5.17 1:1:1 一對二變壓器混模散射參數 ... 87 圖 5.18 2:1:1 一對二變壓器混模散射參數 ... 87 圖 5.19 2:1:1 一對二變壓器混模散射參數 ... 88

(14)

第一

一章

導論

導論

導論

導論

(15)

1.1 研究動機

研究動機

研究動機

研究動機

近年來無線通訊的蓬勃發展,包含 2G、3G 與 4G 手機、無線網路、藍 芽科技等無線通訊設備的普及,無線通訊已完全融入我們的生活之中,成 為人與人之間不可或缺的溝通方式。射頻前端電路在整個無線通訊系統中 扮演著舉足輕重的角色,基頻訊號透過調變送至發射機發射訊號至接收端, 接收機將訊號降頻至基頻解調變,所以射頻前端晶片性能表現越好,可以 大幅提升訊號接收及發送的品質。隨著製程的進步,體積的縮小也促使高 度整合電路的產生。 隨著生活的進步,高通訊品質及高資料傳輸量需要愈來愈大的頻寬, 而為了要有更大的頻寬傳輸,勢必要將操作頻率往上提升。頻率的提高有 助於將傳統微波的被動元件微小化到可實現在晶片中。射頻晶片的製程技 術上,由於 CMOS 技術得成本較低廉且系統整合能力佳,但從特性觀點上,

SiGe BiCMOS 與 PHMENT 的製程技術有著更高的截止頻率,非常適合用於

實現高速電路。本篇論文將於 SiGe BiCMOS 製程技術中實作結合微波被動

(16)

1.2 論文組織

論文組織

論文組織

論文組織

本論文分為六個章節,第一章節為導論,說明研究動機及論文組織。 第二章節介紹共平面波導管方向耦合器,將共平面波導管方向耦合器改良 模擬於 TSMC CMOS 0.18 µm 的多層金屬結構中,並加以描述分析特性。第 三節為提出使用改良的共平面波導管方向耦合器組合出雙馬爾尚巴倫器並 實作於 TSMC CMOS 0.18 µm 製程。第四章為在 TSMC SiGe 0.18 µm 中實 作結合改良的共平面波導管方向耦合器與雙馬爾尚巴倫器的降頻正交混頻 器。第五章為在 TSMC SiGe 0.18 µm 中實作三種不同一二次匝數比的一對 二變壓器。第六章為本論文所有電路之總結。

(17)
(18)

第二章

第二章

第二章

第二章

耦合共面波導

耦合共面波導

耦合共面波導

耦合共面波導方向耦合器

方向耦合器

方向耦合器

方向耦合器

(19)

2.1 介紹

介紹

介紹

介紹

方向耦合器(Directional Coupler)是一個相當常見的微波被動元件, 透過耦合傳輸線上的電磁能量到另一個傳輸埠的方式,可以有效的將微波 訊號的功率分流及合併,所以常被應用與許多無線通訊設備中,如:採集 監測訊號的樣品、系統中的訊號回饋電路、合併多天線架構系統饋入及接 收訊號、多樣天線波束的形成、家庭電視電纜訊號分接和隔離電話線上的 接收及傳送訊號。此時方向耦合器的特性對於系統效能而言已是個不可或 缺的因素。 常 見 的 方 向 耦 合 器 有 波 導 管 方 向 耦 合 器 ( Waveguide Directional

Coupler)、耦合線方向耦合器(Coupled Line Directional Coupler)及藍基耦

合器(The Lange Coupler)。而耦合線方向耦合器是最常被拿來使用的架構,

常使用耦合微帶線的架構設計,如圖 2.1 所示。透過設計兩條相鄰的微帶線 的奇模態和偶模態的特性阻抗值,達到應用中所需的耦合量,但耦合傳輸 線因為製作上的限制,不適合將線距設計太近,僅能設計成弱耦合型的耦 合器。且對於耦合傳輸線或其他 TEM 傳輸線而言,因為奇模態與偶模態往 往有著不相同的傳播速度,耦合器的方向性頻率響應也就會變差。加上單 級耦合器的耦合量頻寬會受四分之一波長的限制,雖然可以透過增加阻抗 匹配網路的級來增加頻寬,但會增加不少的面積。

(20)

r

ε (a)

(b)

圖 2.1 耦合線方向耦合器 (a) 側視圖 (b) 俯視圖

因為共平面波導管側耦合方向耦合器(CPW Broadside Coupled Coupler)

具有寬頻及高耦合量特性,大家開始對共平面波導管側耦合方向耦合器產 生極大的興趣。事實上,會採用共平面波導管架構來設計,是因為此架構 有許多吸引人的優點,如:不需額外花費打貫孔(VIA)、容易串並接下級 或前級電路、簡單地透過改變孔徑及微帶線的寬度來改變特性阻抗以及容 易實現於毫米波通訊的應用。 使用共平面波導管實現的方向耦合器,如圖 2.2 所示,容易獲得良好的 指向性[3]。透過在基板背面增加一片金屬導體來增加方向耦合器的耦合量 [4],如圖 2.3 所示,雖可有效的達到高耦合量的表現,但因為結構複雜,

(21)

而不利於應用在多埠交叉的平面電路,如巴特勒矩陣器(Butler matrix)或 複雜結構的微波電路。 圖 2.2 共平面波導管方向耦合器 圖 2.3 增加背板導體式共平面波導管方向耦合器 在 2006 年所發表的文獻中[2],提出了一個使用多層板技術,利用槽偶 合方式實現的寬頻共平面波導管側耦合方向耦合器或槽偶合式方向耦合器

(Directional Slot-Coupled Coupler),如圖 2.4 所示。利用多層板技術不但簡

(22)

下埠結構,應用在天線波束形成系統和多埠放大器,避免了平面波導管交

錯的機會。

圖 2.4 槽耦合式方向耦合器

本章節我們將分析槽偶合式方向耦合器結構的特性。改良槽偶合式方

(23)

2.2 半靜態耦合器分析

半靜態耦合器分析

半靜態耦合器分析(

半靜態耦合器分析

(Quasi-Static Coupler

Analysis)

圖 2.5 為槽耦合式方向耦合器的結構側面圖。耦合器的結構是兩層基板 中間夾一片金屬導體作為共接地面,兩層基板的表面則印刷兩組共平面波 導管傳輸線,並且蝕刻掉傳輸線間的接地金屬導體。 圖 2.5 槽耦合式方向耦合器側面圖 為了讓分析簡單化,必須先假設中間金屬板的面積無限大、金屬厚度 極小及所有的金屬為完美導體。此架構由上圖看出,為一個上下對稱性的 架構,所以分析的方法與一般的耦合線方向耦合器相同,可將電路等效成 兩種基本輸入模態:偶模及奇模。偶模輸入時,兩導體(不含接地)上的 電流大小與方向均相同;而奇模輸入時,兩導體(不含接地)上的電流大

小相同、方向相反。使用保角變換技術(Conformal Mapping Technique),

(24)

等效成偶模及奇模時的等效阻抗,Z0e和Z0o。透過知道耦合器的Z0e及Z0o, 可以決定幾個耦合器的重要參數,一個為耦合器的各埠特性阻抗Zo、輸入 阻抗Zin及耦合器的耦合量 C,可以從式 2.1 及式 2.2 看出。 0 0 o in e o Z =Z = Z Z (2.1) 0 0 0 0 e o e o Z Z C Z Z − = + (2.2) 也可透過耦合量 C 的值,求出適當的偶模及奇模阻抗,如式 2.3 及 2.4 所示。 0 0 1 1 e C Z Z C + = − (2.3) 0 0 1 1 o C Z Z C − = + (2.4) 接著將槽耦合式方向耦合器在偶模及奇模訊號激發時,耦合器側面的 電場分佈圖分別顯示於圖 2.6(a)跟(b)。 磁 磁 磁 磁牆牆牆 (a)

(25)

電 電 電 電牆牆牆牆 (b) 圖 2.6 耦合器電場分佈圖 (a) 偶模 (b) 奇模 從耦合器的電場分部可看出,因為耦合器的結構上下對稱,所以偶模 訊號輸入時,中間的對稱面可以視作一面磁牆,所以磁牆的表面將不會有 有電力線通過;奇模輸入時,中間的對稱面則可以視作一面電牆,大部份 的電力線通往底部的金屬訊號線。 在接下來的小節當中,將透過半靜態保角變換技術法(Quasi-Static Conformal Mapping Technique),來求得在奇模及偶模時的有效介質常數, 進而求得在奇模及偶模時的特性阻抗。

2.2.1 空氣介

空氣介

空氣介

空氣介電

電層電容的

層電容的

層電容的

層電容的奇模及偶模分析

奇模及偶模分析

奇模及偶模分析

奇模及偶模分析

在奇模輸入時,一片電牆被置於中間對稱處(CC')如圖 2.6 所示。分 析的範圍就會簡化至僅限於架構上半部的範圍。總奇模的每單位長度電容

(26)

值就可被視為電場在上半區域(空氣介電層)的電容值Co1及中間區域(基 板介電層)的電容值Co2相加總。 將架構等效成 t 平面以及 w 平面,如圖 2.7 所示,並使用施瓦茨—克里 斯托費爾轉換(Schwarz-Christoffel Transformation)。我們已知在耦合器表 面以上的空氣介電層轉換式如式 2.5 所示。 2 t = z (2.5) 而施瓦茨—克里斯托費爾整數可被表示為式 2.6 0 1 2 ( )( ) t t dt w t t t t t = − −

(2.6) 所以單位長度的Co1可以被表示為 0 1 0 0 0 ( ) 2 2 ( ') o OA K k C K k AB ε ε = = (2.7) 上式中的自變數k0已得知於式 2.8 0 2 a G k b G S = = + (2.8)

式中的 K(k0)及 K(k'0)是第一類的完全橢圓整數(complete elliptical integrals of

the first kind)及它的補數。K k( ) / ( ' )0 K k 0 比例的精確表示式於文獻中被提 出[5],如式 2.9 所示 ( ) 0 0.707 ( ') 2(1 ') ln 1 ' ( ) 1 2(1 ) ln 0.707 1 ( ') 1 K k if k K k k k K k k if k K k k π π  = ≤ ≤ +     + = ≤ ≤  (2.9)

(27)

然後 2 0 0 ' 1 k = −k 。 以上的推導式是耦合器上方空氣介電層在奇模輸入時的狀態,當耦合 器在偶模輸入時的情況也相同。 圖 2.7 空氣介電層的保角變換轉換圖 ( ) ( ) (K k0 +jK k'0 ) ( )0 K k

(28)

2.2.2 基板介電層電容的

基板介電層電容的

基板介電層電容的奇模分析

基板介電層電容的

奇模分析

奇模分析

奇模分析

如同圖 2.6 所示,因為耦合器上下對稱,分析耦合器於奇模輸入狀態時, 可假設中間對稱面(CC')為一片電牆,分析時將電牆視為一完美導體。可 將整體架構簡化成僅需分析耦合器的上半部。將上半部基板介電層架構等 效成如圖 2.8 所示,並依式 2.10~2.12 將奇模等效架構轉換成 t 平面分析, 最後再轉成 w 平面,則可計算出基板介電層在奇模輸入時的電容值。 2 cosh 2 z t h π   =   (2.10)

( )

( )

1 2 0 1 2 ' o r K k C K k ε ε = (2.11) 1 tanh 2 tanh 2 a h k b h π π       =       (2.12) 式 2.11 為基板介電層電容於基模輸入時的表示式。 所以耦合器於奇模輸入時的總電容(CoT

( )

( )

1

( )

( )

0 0 0 1 0 ( ) 2 +2 ' ' oT r r K k K k C K k K k ε = ε ε ε (2.13) 我們可由文獻[6]得知,耦合器於奇模輸入時的等效介電係數(εo eff, )如式 2.14 所示 0 1 0 1 , 0 1 0 1 ( ') ( ) 1 ( ) ( ) ( ') ( ') ( ) (1) 1 ( ) ( ') r oT r o eff oT K k K k C K k K k K k K k C K k K k ε ε ε + = = + (2.14)

(29)

依上述的式子,可以得到耦合器於奇模輸入時的相速(v )及特性阻抗(ph Z0o), 如式 2.15 和 2.16 所示 , ph o eff c v ε = (2.15)

( )

( )

( )

( )

0 1 , 0 1 , 0 1 1 1 60 + ' ' o oT ph o o eff o eff Z C v cC K k K k K k K k π ε ε = =       = (2.16) A t tB

(30)

圖 2.8 基板介電層的保角變換轉換圖(奇模)

2.2.3 基板介電層電容的

基板介電層電容的

基板介電層電容的偶模分析

基板介電層電容的

偶模分析

偶模分析

偶模分析

因為耦合器結構上下對稱,所以當耦合器輸入偶模訊號時,可將中間 對稱面式為一面磁牆,所以也可將結構簡化成僅需分析耦合器上半部。從 耦合器在偶模訊號輸入時的電場分佈可看出,可以透過增加一片電牆(OD) 取代左半平面的架構來分析整體架構,如圖 2.8(b)所示。 耦合器於偶模訊號輸入的分析方式與耦合器於奇模訊號輸入時相似。 圖 2.8 表示整個保角變換轉換的過程, (a) w

(31)

(b) (c)

w-plane

A

B

O

E

ε

r

(d) 圖 2.9 基板介電層的保角變換轉換圖(偶模)

( )

2 K k

( )

( )

(

K k2 + jK k'2

)

(32)

耦合器經由保角變換轉換成最後的平行板電容後,我們即可計算出耦 合器在偶模訊號輸入時的基板介電層電容值(Ce2),如式 2.17 所示

( )

( )

2 2 0 2 2 ' e r K k C K k ε ε = (2.17) 式中的常數k3如下式所示 2 2 a G k b G S = = + (2.18) 耦合器於偶模訊號輸入時的總模電容值(CeT

( )

( )

2

( )

( )

0 0 0 2 0 ( ) 2 +2 ' ' eT r r K k K k C K k K k ε = ε ε ε (2.19) 依式 2.14 可得知耦合器於偶模訊號輸入時的等效介電係數(εe eff, ) , ( ) 1 (1) 2 eT r r e eff eT C C ε ε ε = = + (2.20) 並可由式 2.15 跟 2.16 導出耦合器於偶模輸入時的特性阻抗(Z0e

( )

( )

( )

( )

0 0 2 , 0 2 60 + ' ' e e eff Z K k K k K k K k π ε =       (2.21) 由式 2.1 及式 2.2 得知,透過調整耦合器訊號線寬度 G,接地面與耦合 器訊號線距離 S 及中間接地面開槽的寬度 W,改變耦合器於奇模訊號輸入 及偶模訊號輸入時的特性阻抗,來適用於不同特性阻抗的系統中,及不同 耦合量需求的應用中。

(33)

2.3

耦合共平面波導

耦合共平面波導方向耦合器

耦合共平面波導

耦合共平面波導

方向耦合器

方向耦合器

方向耦合器設計

設計、

設計

設計

、分析及

分析及

分析及

分析及模擬

模擬

模擬

模擬

2.3.1 耦合器架構

耦合器架構

耦合器架構

耦合器架構

從許多已發表的文獻中[2][3][4],方向耦合器皆實現於印刷電路板

(Print Circuit Board)上。文獻[2]所提出的槽耦合式方向耦合器,乃是使用

多層板技術來實現。通常是將多塊電路板的金屬層蝕刻或印刷後,再將多 塊電路板作定位黏接製作而成。 本論文將此架構的槽耦合式方向耦合器改良實現於 TSMC CMOS 0.18 µm 製程中,圖 2.10 為 TSMC CMOS 0.18 µm 製程側面結構圖。其中 M1~ M5 的金屬厚度為 0.53µm,M6 的金屬厚度則為 3.5 mµ 。IMD1~IMD5 為 介電層,介電常數介於 3.7-4.2,M6 上的 Passivation 層總共有兩層,介電常 數介於 4.2 與 7.9,是用來包覆整體結構的介電層。最底下則為矽基板,是 一個有損耗的基板,基板厚度為 350 mµ 。 圖 2.10 TSMC CMOS 0.18 µm 製程側面結構圖

(34)

由上圖可得知,在此製程中總有六層金屬導體層,可供設計者規畫,所 以非常適合製作使用多層板技術設計的槽耦合式方向耦合器。 文獻所提及的耦合器結構中,結構兩旁共有三層接地面,總共有分上 層、中層、以及下層。所以在耦合器製作時,必須要將三層接地面導通。 使用印刷電路板研至時,導通的方式通常有兩種,一種是電路板定位黏接 完成後,在邊緣將 SMA 接頭的接地端與三層接地面焊接在一起。另一種方 式,是直接使用貫孔將三層接地面導通,但需額外花費,所以通常是使用 第一種方式來製作。在 TSMC CMOS 0.18 µm 製程上,免費提供貫孔給設計 者規畫,所以可以以相當方便簡單的方式,將所有的接地層導體,透過貫 孔全部接通。所以在 TSMC CMOS 0.18 µm 製程所實現的改良結構,如圖 2.11 所示。 圖 2.11 實現於 TSMC SiGe 0.18 µm 製程之槽耦合式方向耦合器剖面圖

(35)

2.3.2 耦合器的設計

耦合器的設計

耦合器的設計

耦合器的設計

在 TSMC CMOS 0.18 µm 製程中設計被動元件或電路時,通常設計者會 考量到金屬的厚度問題。因為當金屬導體厚度越厚的時候,傳輸線上的串 聯電阻會越小,傳輸線的損失也會越小。所以設計者通常會在最厚的金屬 導體層中設計,也就是 M6 的金屬層。但是局限於製程中僅有一層 M6 的金 屬層,若將耦合器設計於此層,耦合器的架構會不對稱。所以如圖 2.9 所示, 學生將整個耦合器架構設計在 M1~M5 的金屬層中。 雖然是在 M1~M5 的金屬層中設計,還是可將上下層訊號線導體透過 貫孔連接的方式,增加訊號線導體的厚度,以減少傳輸線損失。所以在上 下訊號線距離不變情況下,增加訊號線導體的厚度設計的耦合器剖面圖, 如下圖所示 圖 2.12 厚金屬設計之槽耦合式方向耦合器剖面圖 上圖所示的厚金屬方式設計的耦合器,雖然透過製程所提供規劃之貫 孔,提升了耦合器的效能,但是因為貫孔在製程中,不是一整塊的金屬連 接上下層導體,貫孔與貫孔間會有間隙,如許多細小的金屬柱,分佈在我

(36)

們所規劃的地方。這些細小的金屬柱於高頻操作時的響應,如同電感一般, 反而在高頻時引響了耦合器的效能表現。所以這樣的設計方法,適合設計 於低頻的應用上。 由 2.2 小節所推導的式子中可整理出,耦合器的奇模阻抗和偶模阻抗可 透過調整圖 2.11 中耦合器訊號線寬度 G、接地面與耦合器訊號線距離 S 及 中間接地面開槽的寬度 W2 這些數值的大小決定。所以透過上一小節文獻 上所推導的的式子,在我們所需要的奇模阻抗和偶模阻抗,雖然耦合器所 處的環境與式子中所推導的條件不相同,但還是可約略計算出 G 和 S 這些 數值的範圍。調整開槽的寬度 W2,可微調奇模和偶模阻抗的大小,但由於 調整的幅度不大,所以不另對 W2 的大小作設計,而直接令 W2=G+2S。 決定接地面的寬度大小 W1 數值上,因為推導式中的條件是以接地面無限 寬來分析,但現實情況是不可能達成的,而學生發現,只要寬度大於等於

(

)

1 2 2 G+ S ,就幾乎不影響奇模和偶模阻抗的大小。 在設計的過程中,學生發現到,調整訊號線寬度 G 與接地面和耦合器 訊號線距離 S,對於耦合量的影響甚大,也影響到阻抗匹配,所以學生透過 以下的概念調整耦合器。 學生將耦合器於奇模訊號激發時的架構等效成下圖所示: (a)

(37)

(b)

(c)

圖 2.13 耦合器之奇模等效架構剖面圖 (a) M2&M3 (b) M2&M4 (c) M1&M5

學生將整個耦合器架構設計在 M1~M5 的金屬層中,可設計成三種架

構,這三種架構不同之處在於訊號線距離的遠近,且訊號線與對稱面距離

高度 h 皆不同,上圖為它們分別在奇模訊號激發下的等效圖。從圖上觀察

到,等效圖如同具接地面共面波導(coplanar waveguide with ground, CPWG)

傳輸線,表示耦合器的奇模阻抗特性就如同具接地面共面波導線的特性阻 抗。此時奇模阻抗的大小取決於訊號線寬度 G 以及訊號線距離的遠近 h, 當訊號線寬度越大,特性阻抗就小;寬度越小,則反之。相同的,訊號線 距離越大,特性阻抗就小;距離越小,則反之。而接地面跟訊號線距離 S 對於特性阻抗的影響甚小。 在了解耦合器在奇模訊號激發下約略的特性之後,設計者可以清楚知道 奇模阻抗的趨勢,調整出應用所需的奇模阻抗。

(38)

學生將耦合器於偶模訊號激發時的架構等效成下圖所示: 圖 2.14 耦合器之偶模等效架構剖面圖 相同的,會有三種訊號線與對稱面距離高度 h 不同的架構。學生將這 三種架構於上圖一同表示。可從圖上觀察到,等效圖中如同共平面波導 (CPW)傳輸線,所以偶模的阻抗特性與共平面波導傳輸線特性阻抗特性 相似。其中影響偶模的阻抗較大的參數為訊號線寬度 G 及接地面跟訊號線 距離 S,偶模的阻抗與訊號線寬度成反比,與接地面跟訊號線距離成正比。 依照以上的概念,設計者可以清楚知道偶模阻抗的趨勢,調整出應用 所需的偶模阻抗。

2.3.3 耦合器的模擬結果

耦合器的模擬結果

耦合器的模擬結果與討論

耦合器的模擬結果

與討論

與討論

與討論

學生將三種不同高度的架構透過模擬比較後發現,使用 M2~M5 最適合 使用在 50Ω的系統中。所以學生就以這樣擺設架構的耦合器模擬分析。學 生使用 Sonnet 電磁模擬軟體來模擬耦合器。下圖為一個中心頻為 30 GHz, 耦合量為 3dB 的槽耦合式的方向合器模擬外觀圖數據圖。

(39)

圖 2.15 3dB 耦合量耦合器之模擬外觀圖 15 20 25 30 35 40 45 -40 -30 -20 -10 0 M e g n it u d e ( d B ) Frequency (GHz) S11 S21 S31 S41 圖 2.16 3dB 耦合量耦合器之散射參數 耦合器散射參數中的反射損失在 15~45GHz 都低於-20dB,所以耦合器 具有相當寬頻的特性,比例頻寬超過 100%。在中心頻 30GHz 時的指向性 約為 25dB,耦合器擁有良好的的指向性。圖 2.17 為偶合器的直通埠及耦合 埠輸出訊號相位差模擬數據圖。根據一個理想的方向耦合器,耦合器在中 心頻時的直通埠及耦合埠輸出有 90 度的訊號相位差。從圖中可發現,從

(40)

1~45 GHz 的相位差,皆在 90 正負 5 度以內,所以也有相當好的相位差寬 頻特性 10 20 30 40 50 -120 -110 -100 -90 -80 -70 -60 P h a s e D if fe re n c e ( d e g re e ) Frequency (GHz) Phase Difference of S21 & S31

圖 2.17 直通埠及耦合埠輸出訊號相位差 15 20 25 30 35 40 45 -7 -6 -5 -4 -3 S21_of_Wider_Signal_Width S31_of_Wider_Signal_Width S21_of_narrower_Signal_Width S31_of_narrower_Signal_Width A m p lit u d e ( d B ) Frequency (GHz) 圖 2.18 調整訊號線寬度之穿透損失比較圖

(41)

圖 2.18 是調整 3dB 耦合器的訊號線寬度後得到的的模擬數據圖。學生 將 3dB 耦合量的耦合器,透過調整訊號線寬度,分析其對耦合器的影響。 學生固定接地面跟訊號線距離,小幅調整訊號線寬度(增減 2 mµ )。上圖 虛線為增加訊號線寬度耦合器的 S21 及 S31;實線為減少訊號線寬度耦合器 的 S21 及 S31。兩耦合器的耦合量約略差了 1.5dB。兩者的耦合量差與 3dB 耦合量比較後,變化量約為 17 個百分點。此時主要影響耦合器的耦合量是 耦合器的奇模阻抗。 15 20 25 30 35 40 45 -7 -6 -5 -4 -3 A m p lit u d e ( d B ) frequency (GHz) S21 of Wider S S31 of Wider S S21 of Narrower S S21 of Narrower S 圖 2.19 調整接地面跟訊號線距離之穿透損失比較圖 圖 2.19 是調整原 3dB 耦合器的接地面跟訊號線距離後得到的的模擬數 據圖。調整接地面跟訊號線距離 S 後,分析其對耦合器的影響。學生固定 訊號線寬度,將距離各增減 2 mµ 。上圖虛線為增加距離後耦合器的 S21 及

(42)

S31;虛線為減少距離後耦合器的 S21 及 S31。兩耦合器的耦合量約略差了

1dB。兩者的耦合量差與 3dB 耦合量比較後,變化量約為 11 個百分點。此

(43)
(44)

第三

三章

雙馬爾尚巴倫

雙馬爾尚巴倫

雙馬爾尚巴倫

雙馬爾尚巴倫器

(45)

3.1

介紹

介紹

介紹

介紹

巴倫器(Balun)在平衡的微波前端電路中扮演著相當重要的角色,如 多平衡的混頻器、推挽式放大器及許多其他的應用等等。巴倫器功能是將 一個不平衡的輸入訊號轉換輸出兩個平衡的輸出訊號,且兩輸出訊號相位 相差 180 度。所以一個好的巴倫器必須擁有低損失、好的平衡輸出和極小 角度的誤差,在應用上才會有好的表現。如應用於多平衡的混頻器時,混 頻器才會有低轉換損失、低驅動混頻器的功率、良好的埠與埠隔離度極高 線性度。 巴倫器可更進一部被分為主動及被動的巴倫器。主動式巴倫器的主要 優點為設計占用的面積極小,所以很容易整合進積體電路(Integral Circuit) 中。但是主動的巴倫器在設計上會遇到許多的挑戰,如線性度、雜訊指數 及平衡特性等挑戰。被動式巴倫器又可被細分為集結元件式巴倫器及馬爾 尚巴倫器。有著比主動式巴倫器更好的平衡特性及動態範圍。集結元件式 巴倫器比馬爾尚巴倫器設計所需面積來的小,但有著較差的輸出平衡特 性。 近年來,由於馬爾尚巴倫器的優良平衡特性及寬頻操作特性,受到許 多關注[2]。隨著使用頻率不斷增高,大家開始將馬爾尚巴倫器整合進積體 電路中,縮小馬爾尚巴倫器的使用面積變成近年來研究一個很重要的議題 [3]。

(46)

隨著微波電路系統電路不斷拓展,一個電路中,馬爾尚巴倫器的使用

量也越來越多,儘管能越來越縮小馬爾尚巴倫器使用面積,但最終一定會

有縮小的上限,勢必要有其他的方法來整合眾多的馬爾尚巴倫器。所以本

章節將提出一個雙馬爾尚巴倫器。使用堆疊方式,將雙馬爾尚巴倫器實現

(47)

3.2

馬爾尚巴倫器

馬爾尚巴倫器

馬爾尚巴倫器

馬爾尚巴倫器(

(Marchand Balun)

馬爾尚巴倫器是一個非常寬頻且常見的微波被動元件,是由兩組四分 之一波長耦合傳輸線組合而成,分別有兩條連接路徑,一條是兩耦合器的 上耦合線連接後,尾端開路。一條是下耦合線各單一端點分別接地。如圖 3.1 所示。馬爾尚巴倫器較常見的製作方式是使用耦合微帶線、藍基耦合器 或者螺旋線圈組合而成。螺旋線圈組合而成的馬爾尚巴倫器較常被拿來使 用,因為面積較其他種組合方式來的小,且線圈間的互感減少了傳輸線上 串聯電組的損失。 圖 3.1 馬爾尚巴倫器 透過以下定義,可以求得馬爾尚巴倫器的散射係數。四分之波長耦合 線的散射係數中有兩個重要的參數,一為耦合係數 C,一為穿射係數 T。在 一個無損失的耦合器中,兩者關係如下 2 2 1 C +T = (3.1)

(48)

C 即為耦合器的耦合量,而 2 1 T = −jC 。 從文獻中可得知馬爾尚巴倫器的散射係數[7]

[ ]

4 3 3 2 2 2 2 3 2 2 2 2 2 2 2 2 2 3 2 2 2 2 2 2 2 2 2 1 1 1 1 1 1 1 1 1 T CT CT C CT CT C C C CT C T C T S CT T C C C C CT C T C T CT C T C C C + +   + + +      = − + − + − + + +    +  + + +     (3.2) 將上式使用式 3.1 轉換可得

[ ]

2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 1 3 2 1 2 1 1 1 1 2 1 1 2 1 1 1 2 1 2 1 1 1 1 C C C C C j j C C C C C C C S j C C C C C C C j C C C  −  + + +      =   + + +     −   + + +     (3.3) 所以,為了得到良好的輸入匹配,即S11 = 0,會將兩耦合器的耦合量設計在 1 / 6 或 4.8dB,此時會有最大的穿輸功率,最好的效能。

3.3

雙馬爾尚巴倫器

雙馬爾尚巴倫器

雙馬爾尚巴倫器

雙馬爾尚巴倫器(

(Dual Marchand Balun)

近幾年發表的文獻,陸續有使用雙馬爾尚巴倫器或雙巴倫器製作雙平

衡混頻器[3][4][5],如星型混頻器。常見的使用兩組雙馬爾尚巴倫器組成的

混頻器,因為雙巴倫器輸出的差模訊號驅動,使得混頻器間埠與埠的隔離

(49)

3.3.1 雙

雙巴倫器

巴倫器

巴倫器

巴倫器等效圖

等效圖

等效圖

等效圖

雙巴倫器顧名思義是將將一個不平衡的輸入訊號轉換輸出四個平衡的 輸出訊號,且分別兩兩輸出訊號相位相差 180 度,是為一個一分四分波器。 圖 3.2 雙馬爾尚巴倫器 圖 3.2 即為一個雙馬爾尚巴倫器的等效圖,由兩組上中及中下兩兩耦合 的四分之一波長耦合傳輸線所組合而成。組合方式為兩組中間共耦合的耦 合傳輸線連接在一起,一端為單端輸入埠,一端開路。其餘四條的耦合傳 輸線外側端接地,內側端即為輸出訊號端。表示於 Port1 輸入訊號後,訊號

能量會平均分波至 Port2~Port5,且 Port2 及 Port3 的輸出相位差為 180 度,

(50)

3.4 實作

實作

實作

實作:

:雙馬爾尚巴倫器

雙馬爾尚巴倫器

雙馬爾尚巴倫器 (CMOS 0.18 µm)

雙馬爾尚巴倫器

3.4.1 研究動機

研究動機

研究動機

研究動機

近年來無線通訊系統蓬勃發展,無線產品的工作頻率不斷增高。因為 波長與頻率成反比,頻率的提高有助於將傳統微波的被動元件微小化到可 實現在晶片中。極高頻晶片中開始使用大量的微波被動元件。微波被動元 件的性能,開始對晶片的效能有著極大的影響。本實作將微波被動元件, 雙馬爾尚巴倫器,實現於 TSMC CMOS 0.18 µm 製程中。

3.4.2 雙馬爾尚巴倫器的設計

雙馬爾尚巴倫器的設計

雙馬爾尚巴倫器的設計

雙馬爾尚巴倫器的設計

馬爾尚巴倫器可透過兩組四分之一波長耦合傳輸線組合而成,一般是 使用平面式的耦合線。四分之一波長耦合傳輸線即為方向耦合器。利用第 二章的提出的實現在 TSMC CMOS 0.18 µm 製程的方向耦合器,可以簡單組 合出馬爾尚巴倫器。相同的,學生利用製程中的五層金屬層 M1~M5 實現 雙馬爾尚巴倫器。 圖 3.3 上中及中下兩兩耦合傳輸線剖面圖

(51)

使用 M1、M3 及 M5 金屬層當訊號線,兩旁接地面則使用貫孔相連接 的 M1~M5 金屬層,實現了上中及中下兩兩耦合傳輸線。使用圖 3.3 結構 組合成雙馬爾尚巴倫器。 (a) (b) 圖 3.4 實現於 TSMC CMOS 0.18 µm 製程之雙馬爾尚巴倫器俯視圖 (a) 上及下耦合線層 (b)中間耦合線層

(52)

將兩組四分之一波長的 縮小使用高度,如圖 3.4 及 M5 金屬層耦合線結構 接地點,另一端即為輸出埠 將兩耦合線相連接,尾端開路 學生使用 Ansoft HFSS 3D 尚巴倫器。目前尚未有理論推導出如何設計出最佳雙巴倫器的條件 學生希望透過不斷調整 圖 3.5 使用 將兩組四分之一波長的上中及中下兩兩耦合傳輸線, 3.4 所示,左邊與右邊各一組。雙馬爾尚巴倫器的 金屬層耦合線結構,如圖 3.4(a)所示,耦合線的一端 另一端即為輸出埠。M3 的金屬層耦合線結構,如圖 尾端開路,開端則為輸入埠。 Ansoft HFSS 3D 電磁模擬軟體模擬耦合共平面波導式 目前尚未有理論推導出如何設計出最佳雙巴倫器的條件 學生希望透過不斷調整 G 及 S 兩參數,設計出合理效能的雙巴倫器 使用 HFSS 模擬雙馬爾尚巴倫器之俯視圖 ,透過折疊的方式 雙馬爾尚巴倫器的 M1 耦合線的一端(上端)分別接至 如圖 3.4(a)所示, 電磁模擬軟體模擬耦合共平面波導式雙馬爾 目前尚未有理論推導出如何設計出最佳雙巴倫器的條件,所以 合理效能的雙巴倫器。 模擬雙馬爾尚巴倫器之俯視圖

(53)

3.4.3 晶片量測

晶片量測

晶片量測

晶片量測

0 10 20 30 40 50 60 -50 -40 -30 -20 -10 0 S11_Measurement S21_Measurement S31_Measurement S11_Post-Sim S21_Post-Sim S31_Post-Sim A m p lit u d e ( d B ) Frequency (GHz) (a) Port1 to Port2& Port3

0 10 20 30 40 50 60 -50 -40 -30 -20 -10 0 S11_Measurement S41_Measurement S51_Measurement S11_Post-Sim S41_Post-Sim S51_Post-Sim A m p lit u d e ( d B ) Frequency (GHz) (b) Port1 to Port4& Port5

(54)

0 10 20 30 40 50 60 -2.0 -1.6 -1.2 -0.8 -0.4 0.0 0.4 0.8 1.2 1.6 2.0

Amplitude Difference of S21&S31_Measurement Amplitude Difference of S21&S31_Post-Sim

A m p lit u d e ( d B ) Frequency (GHz) (a) Port1 to Port2& Port3

0 10 20 30 40 50 60 -2.0 -1.6 -1.2 -0.8 -0.4 0.0 0.4 0.8 1.2 1.6 2.0

Amplitude Difference of S41&S51_Measurement Amplitude Difference of S41&S51_Post-Sim

A m p lit u d e ( d B ) Frequency (GHz) (b) Port1 to Port4& Port5

(55)

0 10 20 30 40 50 60 -200 -195 -190 -185 -180 -175 -170 -165 -160 -155 -150 P h a s e ( d e g re e ) Frequency (GHz)

Phase Difference of S21&S31_Measurement Phase Difference of S21&S31_Post-Sim

(a) Port1 to Port2& Port3

0 10 20 30 40 50 60 -200 -195 -190 -185 -180 -175 -170 -165 -160 -155 -150

Phase Difference of S41&S51_Measurement Phase Difference of S41&S51_Post-Sim

P h a s e ( d e g re e ) Frequency (GHz) (b) Port1 to Port4& Port5

(56)

圖 3.9 Die Photo (0.4 mm × 0.7 mm)

3.4.4 結果及討論

結果及討論

結果及討論

結果及討論

本被動元件實現於 TSMC CMOS 0.18 µm 製程,晶片照片如圖 3.7 所示, 晶片內分兩個部分,分別測試兩對輸出埠的特性,未連接到輸出埠的兩個 輸出埠,則個別連接 50 歐姆的負載。輸入埠採用 GSG pad,輸出埠採用 GSGSG pad,量測散射參數的頻率範圍為 0.5 至 67 GHz,此晶片面積為 0.4 × 0.7 mm2,單一個雙巴倫器大小為 0.33× 0.4 mm2。 由圖 3.6 的模擬及量測比較圖來看,雙巴倫器的輸入返回損失(S11) 在模擬時小於-10dB 的範圍約為 16 至超過 67 GHz,匹配最好的中心頻率落 在 28 GHz。量測數據,小於-10dB 的範圍約為 18 至超過 67 GHz,輸入匹 配頻寬超過 100%,匹配最好的中心頻率落在 30 GHz,而且有極佳的匹配。

(57)

S11 的模擬及量測上有些頻偏,是因為在模擬時,學生將 pad 上的貫孔當作

一整塊金屬模擬,所以無模擬製程中的貫孔的響應,而有所頻偏。穿透損

失在模擬時,上下四埠輸出約為-10.5 dB,兩埠間約有 0.8 dB 的不平衡。上

下四埠輸出的量測數據約為-11 .5 dB,與模擬相差不大,兩埠間約有 0.4 dB

的不平衡。由圖 3.6(a)看到 Port2 及 Port3 輸出量測與模擬數據非常相近。

由圖 3.6(b)看到 Port4 及 Port5 輸出在高頻時會呈現快速的衰減,學生認為 是因為雙巴倫器實現在一個有損耗的矽基板上,Port4 及 Port5 又相對靠近 矽基板,所以在高頻時輸出會快速的衰減,並且上下結構的介電層不對稱, 在高頻時的影響更為明顯,但在 45 GHz 前都還有不錯的特性。圖 3.8 為各 輸出埠間的相位差,模擬與量測到的數據非常接近,而且角度不平衡小於 10 度的頻率範圍相當的寬,約為 17 至 67 GHz 表 3.1 雙馬爾尚巴倫器模擬數據

Port1 to Port2 & Port3 Port1 to Port4 & Port5

Center Frequency (GHz) 28 Input Matching Bandwidth (%) 16-67~ GHz >100% Insertion Loss (dB) -10.5 -10.5 Amplitude Imbalance (dB) 0.8 0.8

Phase Imbalance (degree) 3 3

(58)

表 3.2 雙馬爾尚巴倫器量測數據

Port1 to Port2 & Port3 Port1 to Port4 & Port5

Center Frequency (GHz) 30 Input Matching Bandwidth (%) 16-67~ GHz >100% Insertion Loss (dB) -11 -11.5 Amplitude Imbalance (dB) 0.5 0.5

Phase Imbalance (degree) 2 4

Phase Imbalance < 10。 Bandwidth (%) 17-60 GHz >100% 15-67~ GHz >100% Chip Size 0.132 mm2 表 3.3 文獻比較表

Ref. 2008[4] 2008[6] This Work

Technology CMOS 0.13µm CMOS 0.18µm CMOS 0.18µm Frequency (GHz) 10-47 24-40 16-67 Bandwidth (%) 131 50 123 Insertion loss (dB) -10 -14 -11 Amplitude Imbalance (dB)

phase Imbalance (degree)

1.5 5 1 5 0.5 4 Chip Size 0.4 mm2 0.6 mm2 0.132 mm2

(59)
(60)

第四

四章

BiCMOS

單正交降頻器

單正交降頻器

單正交降頻器

單正交降頻器

(61)

4.1

前言

前言

前言

前言

近幾年無線通訊科技的發展迅速,包含 2G 和 3G 通訊規格的手機、短 距離傳輸的藍芽 Bluetooth、以及無線區域網路 WIFI...等常見的溝通與資 料傳輸工具,已經成為日常生活不可或缺的一部分,因此無線電收發機的 設計與研製在現今不同的通訊系統當中也顯得格外重要。在接收機中,混 頻器是一個不可或缺的重要電路,為了抑制鏡像帶頻率雜訊,常使用正交 混器輸出正交訊號。隨著通訊系統操作頻率不斷往上提升。頻率的提高有 助於將傳統微波的被動元件微小化到可實現在晶片中。 本章節將提出一個結合第二章及第三章所提出的方向耦合器及雙馬爾 尚雙巴倫器的單正交混頻器,並實現於 TSMC SiGe 0.18 µm 製程中。 圖 4.1 為本章節實作電路架構示意圖。 圖 4.1 電路架構圖

(62)

4.2

吉伯特混頻器與中頻放大器

吉伯特混頻器與中頻放大器

吉伯特混頻器與中頻放大器

吉伯特混頻器與中頻放大器

4.2.1 射頻混頻器

射頻混頻器

射頻混頻器 (RF Mixer)

射頻混頻器

射頻混頻器為一個三埠的非線性元件,主要功能是做頻率轉換的工作, 把兩道不同頻率的輸入訊號混合成一道特定頻率的輸出訊號。在混頻的過 程中,假如我們希望輸出一個頻率比輸入頻率低的訊號,稱作降頻轉換; 假如我們希望輸出一個頻率比輸入頻率高的訊號,稱作升頻轉換。電路實 現上可分為被動式與主動式的混頻器。常見的被動式混頻器為二極體混頻

器(diode mixer)與電阻式混頻器(resistive mixer);常見的主動式混頻器為吉

柏特混波器(Gilbert mixer)。依混頻器的架構又可被細分: 一 一 一 一、、、、單一元件混頻器單一元件混頻器單一元件混頻器單一元件混頻器(single-device mixer) 通常使用一個二極體或電晶體等非線性元件當混頻元件。最大的缺點為電 路隔絕性太差,容易有漏波,常需增加濾波器抑制漏波大小。 二 二 二 二、、、、單平衡單平衡單平衡單平衡混頻器混頻器混頻器混頻器(single-balanced mixer) 通常由兩組單一元件混頻器連接180度分波器或巴倫器組合而成,提供了良 好的電路隔絕性。 三 三 三 三、、、、雙平衡雙平衡雙平衡雙平衡混頻器混頻器混頻器混頻器(double-balanced mixer) 混頻器的兩個輸入訊號皆為差動輸入,同樣有良好的電路隔絕性。常見的 有環型混頻器、星型混頻器及吉柏特混波器。

(63)

4.2.2 單平衡

單平衡

單平衡

單平衡式與雙平衡式吉伯特混頻器

式與雙平衡式吉伯特混頻器

式與雙平衡式吉伯特混頻器

式與雙平衡式吉伯特混頻器

(a) (b) 圖4.2 吉伯特混頻器 (a)單平衡式 (b)雙平衡式 由於主動式混頻器的轉換增益比被動式來的高,所以常使用主動式吉 柏特混頻器的架構。吉伯特混頻器的架構又可分為單平衡式與雙平衡式, 如圖 4.2,其中最主要的差別在於本地震盪源(LO)訊號會漏波到中頻(IF) 端,是單平衡式混頻器的嚴重缺點,對於本地震盪源頻率與中頻頻率相差 大的系統,雖然漏波會被濾波器衰減,但過高的本地震盪源漏波會使中頻 輸出端飽和而降低混頻器的線性度。雙平衡式的使用則改善了此問題,輸 出端在理想的情形下不含本地震盪源訊號,並且擁有本地震盪源至中頻及 本地震盪源至射頻的良好隔絕性。不過因為電路較為複雜,電晶體數目較 多,雜訊指數較單平衡混頻器高,而且在相同增益下須多耗費一倍的的功 率。

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4.2.3 微混頻器

微混頻器

微混頻器

微混頻器

3 3 3 1 RF gm V gm R + 2 2 2 1 RF gm V gm R + 圖4.3 吉伯特微混頻器 一般常使用的雙平衡式混頻器為吉柏特混頻器,射頻訊號輸入經過電 壓-電流轉換成電流訊號後,再經過本地震盪源對 Gilbert Cell 作開關切換, 產生混頻的效果。雙平衡式架構射頻輸入為一組差動訊號,而輸入端為一 高阻抗,必須增加阻抗匹配電路,通常阻抗匹配電路會占用 IC 不少面積, 而且量測上還需外接巴倫器。基於以上原因我們利用一個修正電壓-電流 轉換達成轉換功能,此電路為微混頻器架構,同時兼具電壓-電流轉換及 輸入匹配功能。如圖 4.3 所示。 圖4.3中,微混頻器的射頻輸入端為一個轉導放大器(Transconductance Amplifier),共基極偏壓的Q3提供了一正相的轉導增益,而共射極偏壓的Q2 則提供了一反向的轉導增益,電流緩衝器Q4並不會影響電流相位,並且平

(65)

衡了兩邊的直流準位,也因為電晶體Q4的存在,使得Q2的 Miller effect 獲 得了改善,而低阻抗二極體Q1的連接亦使得Q2速度大幅提升。由輸入端看 進去的阻抗值 1 3 m1 m3 m 1 1 1 ( +r )//( +r ) ( +r )/2 g g ≈ g ,因此可以利用低阻值的電 阻與調整電晶體的偏壓來達到50Ω的寬頻匹配。 此架構的好處在於電路佔 IC 面積很小、單端輸入轉雙端輸出、操作頻 寬大,輸入阻抗寬頻匹配、以及可調整的輸入阻抗。

4.2.4 中頻放大器

中頻放大器

中頻放大器

中頻放大器

經過混頻器將訊號降至我們所需要的中頻頻率後,需要一個中頻放大 器將訊號再度放大,以增加訊號的靈敏度與選擇性。1963 年 Cherry 與 Hopper 提出一個寬頻回授的放大器,電路實現的方式是在電晶體的汲極或集極組 合一個回授電阻,即一個 Shunt-Shunt 回授放大器。 圖 4.4 Shunt-Shunt 回授放大器 為了方便分析放大器的頻率響應,省略基-射極電阻及基-集極電容,而 放大器的頻率響應如下: ( ) 1 ( ) 1 f out f C in R V S R R I S C g R π − = + + + (4.1)

(66)

4.3

正交混頻器

正交混頻器

正交混頻器

正交混頻器 (Quadrature or IQ Mixer)

4.3.1 鏡像

鏡像

鏡像頻率

鏡像

頻率

頻率

頻率

在中頻的頻率不為零接收機中,接收器將接收的射頻訊號降頻後,間 接的也會將其他雜訊給接收進來作降頻的動作,所以將面臨鏡像帶頻率雜 訊抑制的挑戰,鏡像頻率是以本地對稱於射頻的頻率相反的頻率,舉例來 說,接收機的射頻頻率小於本地頻率,fRF = fLOfIF,其中 fIF為中頻頻率, 鏡像頻率為 2 image LO IF RF IF f = f + f = f + f (4.2) 當接收機將接受的訊號作降頻的動作時,由於一般的混頻器不具有頻率極 性的判別能力,所以射頻訊號與鏡像頻率信號在升降頻時,均會同時被接 收呈現重疊的狀況無法分開,因此在混頻前鏡像頻率信號必須先濾除,則 在混頻後便無法再分開會產生干擾。 鏡像頻率信號的消除有兩個辦法,一是採用鏡像拒斥濾波器,另一是 使正交混頻器。在低中頻接收機中,最常使用正交混頻器輸出正交訊號供 後段基頻電路作訊號調變的方式,得以消除映像帶雜訊。 cosωLOt cos RF A ω t sin RF A ω t cos 2 IF A t ω sin 2 IF A t ω 圖4.5 正交混頻器示意圖

(67)

4.3.2 常見的

常見的

常見的

常見的單正交降

單正交降

單正交降

單正交降頻器

頻器

頻器電路架構

頻器

電路架構

電路架構

電路架構

正交混頻器是透過射頻及本地震盪源的組合來產生出正交的訊號,一 般來說可以分為兩種方式產生: 第一種是射頻輸入一組差動訊號,再跟本地震盪源四相位的訊號混頻, 如圖4.3(一)所示。電路由兩組雙平衡式的吉伯特混頻器組成,混頻器的射 頻輸入端為一組差動訊號,本地震盪源提供一組四相位的訊號,正交混頻 器輸出正交的差動訊號。 第二種是射頻輸入四相位訊號,再跟本地震盪源差動訊號混頻,輸出正交 的差動訊號如圖4.3(二)所示。 (一) (二) 圖4.6 常見的正交混頻器電路

(68)

兩種正交混頻器架構,都需要產生一組四相位的訊號,產生四相位訊號較

常使用的方式為下,方法一,使用除二除頻器(Divider)將差動訊號轉換

為四相位訊號,但輸入的差動訊號頻率為輸出四相位訊號頻率的兩倍,在

高頻電路設計上將有困難。方法二,正交相位壓控震盪器(Quadrature VCO),

架構相當多種,電路在相位雜訊及四相位準確度間取捨。方法三、正交相

位環形震盪器(Quadrature Ring Osillators),提供了比LC震盪器更寬頻的震

盪頻率,但無法產生準確的正交訊號與相位雜訊。方法五,由RC–CR所組 成的正交相位產生器(Polyphase Filter),由於製程上的誤差,實作上必須 使用多級的RC–CR來確保正交相位準確性,但電阻的損耗相對大很多,並 且電阻的自振頻率與寄生效應並不適合運用在高頻電路設計。第一種架構, 是在本地震盪源輸入後提供混頻器四相位訊號,在一般不整合本地震盪源 輸入的混頻器常使用RC–CR所組成的正交相位產生器,如圖4.4。第二種 架構是在提供混頻器四相位的射頻訊號,此種架構的混頻器,在電路上較 難實現。雙平衡式的正交混頻器以第一種架構實現來的多。 圖4.7 多相位濾波器

(69)

4.4 使用

使用

使用方向耦合器及雙馬爾尚巴倫器之

使用

方向耦合器及雙馬爾尚巴倫器之

方向耦合器及雙馬爾尚巴倫器之

方向耦合器及雙馬爾尚巴倫器之單

單正交

正交

正交降

正交

頻器

頻器

頻器

頻器(SiGe 0.18-μ

μ

μ

μm)

圖4.8 使用方向耦合器及雙馬爾尚巴倫器之正交混頻器

(70)

4.4.1 研究動機

研究動機

研究動機

研究動機

正交訊號廣泛運用在許多前端電路中,在一般接收機架構上,會利用 用正交相位來實現頻率或相位調變,不然在作降頻訊號時會有bit error的情 況。由前一小節得知,在低頻時,常見的正交混頻器,是在本地震盪差動 輸入使用多相位濾波器產生四相位供混頻器使用。高頻時(大於15 GHz), 由於電阻的自振頻率與寄生效應,多相位濾波器並不適合運用在高頻電路 設計。此實作中嚐試使用其他架構實現正交混頻器。

4.4.2 實作電路架構

實作電路架構

實作電路架構

實作電路架構

此實作的電路中共包含三個部分,本地震盪源輸入極、射頻輸入極與 混頻器輸出極,會在下面一一的做分析。 本地震盪源輸入極 本地震盪源輸入極 本地震盪源輸入極 本地震盪源輸入極 正交混頻器電路中有兩組混頻器,雖然可將兩組混頻器中同相位的本 地震盪源端相連接在一起,並使用一組差動訊號提供混頻,但這樣接法很 有可能會使得分佈在電晶體基極上的功率大小不一,電流無法正常切換, 使得混頻器無法正常混頻。所以學生採用雙馬爾尚巴倫器產生兩組差動訊 號提供本地震盪源端功率,將供率平均分給電晶體,不僅避免了供率分配 不均的問題,而使用單端訊號輸入較易量測。雙馬爾尚巴倫器已在上一章 作分析。使用雙馬爾尚巴倫器分波給吉柏特混頻器的本地震盪源端,如果

(71)

提供的訊號不夠平衡(振幅與相位),埠對埠的隔絕性會變差,可是在此架 構下,對於振幅誤差的要求並不高,因為只要本地震盪源端輸入功率夠大, 輸入至電晶體基極能量就會穩定,並足夠讓混頻器產生電流交換合,達到 混頻的效果。混頻器核心中電晶體的基極即本地震盪源端使用大電阻提供 所需的直流偏流。下圖為雙馬爾尚巴倫器的輸出振幅及相位差模擬圖。在 26到40 GHz輸出振幅約相差0.8 dB,相位相差5度以內。 (a)

(72)

(b) 圖4.9 雙馬爾尚巴倫器模擬數據圖 (a)輸入反射損失與輸出振幅 (b)輸出相位差 射頻 射頻 射頻 射頻輸入極輸入極輸入極輸入極 使用微混頻器當混頻器架構,為一個射頻單端輸入的雙平衡混頻器, 由輸入端看進去的阻抗值 1 3 m1 m3 m 1 1 1 ( +r )//( +r ) ( +r)/2 g g ≈ g ,因此可以利用 低阻值的電阻與調整電晶體的偏壓來達到50Ω的寬頻匹配,射頻輸入頻率 響應取決於共射極偏壓的電晶體Q2,Q3與Q4兩顆電晶體的基極所需的偏壓 乃採用電流鏡來偏壓。由於本地震盪源輸入極提供的是差動輸入訊號,勢 必要在射頻輸入極提供一組正交訊號,才能產生正交降頻輸出訊號。學生 使用第二章節所提之方向耦合器來提供射頻輸入極所需的正交訊號。如圖 4.10所示,方向耦合器於26到40 GHz內的輸出振幅相差小於1dB以內,輸出 相位差小於5度以內。

(73)

(a)

(b)

(74)

混頻器輸出極 混頻器輸出極 混頻器輸出極 混頻器輸出極 為了使混頻器為單端輸出,使用由一對pMSO組成的電流鏡,也就是主 動負載,當作混頻器的負載,用來合併混頻器的輸出差動電流。混頻的輸 出極使用一個結合Cherry Hopper放大技術的轉導放大器,shunt-shunt回授放 大器,放大中頻訊號,如圖4.11所示,為了加快速度,在放大器中的電晶體 此用達靈頓對(Darlinton pair)以提高頻寬,圖中的r5為回授電阻,r6為負 載電阻,r7為偏流電阻。混頻器輸出端與放大器輸入端間用一個電容將兩端 的偏壓隔離開來,較容易設計電路的偏壓。 圖4.11 使用達靈頓對之shunt-shunt回授放大器

(75)

4.4.3 晶片量測

晶片量測

晶片量測

晶片量測

20 30 40 50 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 R e tu rn L o s s ( d B ) Frequency (GHz) Return Loss of RF Port Return Loss of LO Port

圖4.12 輸入反射損失 -10 -5 0 5 10 15 -20 -15 -10 -5 0 5 10 C o n v e rs io n G a in ( d B ) LO Power (dBm) RF_Frquency=25 GHz RF_Frquency=28 GHz RF_Frquency=31 GHz RF_Frquency=34 GHz RF_Frquency=37 GHz RF_Frquency=40 GHz IF=100MHz 圖4.13 轉換增益對本地震盪源功率

(76)

-30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 -40 -30 -20 -10 0 10 Input Power (dBm) O u tp u t P o w e r (d B m ) Pf1 @ RF=31 GHz P 2f1-f2 @ RF=31 GHz 圖4.14 功率線性度 24 26 28 30 32 34 36 38 40 -10 -9 -8 -7 -6 -5 -4 -10 -9 -8 -7 -6 -5 -4 -3 OP 1dB @ IF=100 MHz P 1dB @ IF=100 MHz OP 1dB @ IF=100 MHz P 1dB @ IF=100 MHz In p u t P o w e r ( d B m ) RF Frequency (GHz) O u tp u t P o w e r (d B m ) 圖4.15 P1dB & OP1dB對射頻頻率

(77)

26 28 30 32 34 36 38 40 -2 0 2 4 In p u t P o w e r ( d B m ) O u tp u t P o w e r (d B m ) RF Frequency (GHz) O u tp u t P o w e r (d B m ) -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 OIP3 @ IF=100 MHz IIP3 @ IF=100 MHz

圖4.16 IIP3 & OIP3對射頻頻率

26 28 30 32 34 36 38 40 -10 -5 0 5 10 15 C o n v e rs io n G a in ( d B ) RF Frequency (GHz) RF_Band_Width_of_I_Port RF_Band_Width_of_Q_Port 圖4.17 轉換增益對射頻頻率

(78)

26 28 30 32 34 36 38 40 0.0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 A m p lit u d e D if fe re n c e ( d B ) RF Frequency (GHz) Amplitude Difference of I_Port_&_Q_Port

圖4.18 輸出增益不平衡對射頻頻率 24 26 28 30 32 34 36 38 40 90 95 100 105 110 P h a s e D if fe re n c e ( d e g re e ) RF Frequency (GHz) Phase Difference of Output Port

(79)

圖4.20 中頻輸出波形圖 0.01 0.1 1 -20 -10 0 10 20 C o n v e rs io n G a in ( d B ) IF Frequency (GHz) IF Bandwidth @ RF=28 GHz IF Bandwidth @ RF=37 GHz 圖4.21 轉換增益對中頻頻率

(80)

26 28 30 32 34 36 38 40 -100 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 Is o la ti o n ( d B ) Frequency (GHz) Isolation of LO to RF Isolation of LO to IF Isolation of RF to IF 圖4.22 隔絕性 0.01 0.1 1 15 20 25 30 35 40 45 N o is e F ig u re ( d B ) Frequency (GHz) NF @ Fix LO = 25 GHz NF @ Fix LO = 28 GHz NF @ Fix LO = 31 GHz NF @ Fix LO = 34 GHz NF @ Fix LO = 37 GHz NF @ Fix LO = 40 GHz 0.01 0.1 1 圖4.23 雜訊指數

數據

圖 2.1    耦合線方向耦合器    (a)  側視圖    (b)  俯視圖
圖 2.4    槽耦合式方向耦合器
圖 2.8    基板介電層的保角變換轉換圖(奇模)  2.2.3    基板介電層電容的 基板介電層電容的 基板介電層電容的偶模分析基板介電層電容的偶模分析偶模分析 偶模分析          因為耦合器結構上下對稱,所以當耦合器輸入偶模訊號時,可將中間 對稱面式為一面磁牆,所以也可將結構簡化成僅需分析耦合器上半部。從 耦合器在偶模訊號輸入時的電場分佈可看出,可以透過增加一片電牆(OD) 取代左半平面的架構來分析整體架構,如圖 2.8(b)所示。          耦合器於偶模訊號輸入的分析方式與耦合器於
圖 2.13  耦合器之奇模等效架構剖面圖  (a) M2&amp;M3 (b) M2&amp;M4 (c) M1&amp;M5
+7

參考文獻

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