4
IEEE 802.11ac，又稱為 5G WiFi（5th Generation of Wi-Fi），是一個 802.11 無線區域網路(WLAN)通訊標準，進行通訊之頻帶於 5GHz 頻帶上，它可提供最 速率達到 1.3Gbps(3 天線/3 資料串流)、7Gbps(8 天線/8 資料串流/160MHz)，可傳 輸高清影音(Full HD)和 4K(3840x2160)影音串流規格。[2]
5G WiFi 於世 界各 地所 開 放之 5GHz 頻段 大約分為 5170~5330MHz 、 5490~5710MHz 到 5735~5835MHz 等 3 個頻帶，而 5490~5710MHz 這頻段與軍方 和氣象用單位的都普勒雷達頻率衝突，若要使用這些頻率的高功率無線裝置，必 須搭配動態跳頻(DFS)和功率調節(TPC)功能，自動偵測到使用的頻率通道並且自 動改用其他頻率，而 5250~5350MHz 只能於室內使用，台灣於 NCC 所開放的三
5
個 5GHz 的頻段為 5250~5330MHz （CH52 5260MHz、CH56 5280MHz、CH60 5300MHz、CH64 5320MHz），5490~5710MHz（CH100 5500MHz、CH104 5520MHz、
CH108 5540MHz、CH112 5560MHz、CH116 5580MHz、CH120 5600MHz、CH124 5620MHz 、 CH128 5640MHz 、 CH132 5660MHz 、 CH136 5680MHz 、 CH140 5700MHz ） ， 5725~5825MHz （ CH149 5745MHz 、 CH153 5765MHz 、 CH157 5785MHz、CH161 5805MHz、CH165 5825MHz）。
而台灣以外的國家開放情形各不相同，例如歐洲和日本開放 5170~5330MHz、
5490~5710MHz 兩個頻段，美國和加拿大 3 個頻段全部都有開放，印度和中國則 是開放 5170~5330MHz、5735~5835MHz 等 2 個頻段，但是中國僅開放 80+80MHz，
不開放連續的 160MHz。[3]
6
2-2 槽孔天線設計原理
圖 2-1 應用耦合孔徑的傳輸線結構與波導示意圖
耦合孔徑的傳輸線結構與波導示意圖，如圖 2-1 所示，波導和其他微帶傳輸 線結構可利用孔徑耦合電磁波能量來傳遞，圖 2-1(a)所示，兩波導利用共同寬面 上之孔口，能量從波導 a 傳遞至波導 b，達到耦合之效果。圖 2-1(b)為兩微帶線 利用共同接地面上的孔徑將能量利用耦合方式進行傳輸。圖 2-1(c)為將能量饋入 波導管中，利用波導管中橫截金屬面上之孔口，耦合至共振腔。圖 2-1(d)為將能 量饋入微帶線，利用孔徑耦合的方式傳輸至接地面。
波導和其他微帶線結構與電場、磁場關係密切，如導體被挖開一小孔徑，部 分之電力線會穿透孔徑，然而回頭於導體周圍的孔徑，如圖 2-2(2)所示。圖 2-2(1) 可得知，電場力線均垂直於導體表面。而導體中沒有孔徑，垂直於導體表面細小 的極化電流𝑃𝑃𝑒𝑒，其附近之電場力線分佈，如圖 2-2(3)所示。再將其圖 2-2(2)與圖
7
2-2(3)來做比較，由此兩圖電力線分佈可得知，孔徑的電磁效應，可由上兩圖來 描述細小極化電流代替，極化電流強度與輸入垂直電場成正比
𝑃𝑃𝑒𝑒 = 𝜖𝜖𝜊𝜊𝛼𝛼ℯ𝓃𝓃�𝐸𝐸𝑛𝑛𝛿𝛿(𝑥𝑥 − 𝑥𝑥∘)𝛿𝛿(𝑦𝑦 − 𝑦𝑦∘)𝛿𝛿(𝑧𝑧 − 𝑧𝑧∘)
此公式中比例常數𝛼𝛼ℯ被定義為孔徑的電極化係數，而(𝑥𝑥∘, 𝑦𝑦∘, 𝑧𝑧∘)為孔徑中心的 座標。
同理，孔徑附近的切線磁場力線分佈，如圖 2-2(5)所示。磁力線所分佈的範 圍，和圖 2-2(6)中平行於導體表面的反向極化磁流的輻射磁場相似，而此孔徑的 電磁效應可用此兩個反向的細小極化磁流來替代，該磁流𝑃𝑃𝑚𝑚為
𝑃𝑃𝑚𝑚 = −𝛼𝛼𝑚𝑚𝐻𝐻�𝑡𝑡𝛿𝛿(𝑥𝑥 − 𝑥𝑥∘)𝛿𝛿(𝑦𝑦 − 𝑦𝑦∘)𝛿𝛿(𝑧𝑧 − 𝑧𝑧∘)
此式子中𝛼𝛼𝑚𝑚定義為孔徑的磁極化係數。
圖 2-2 極化電流與極化磁流之分佈圖
8
9
況，正規化陣列因數為
d 為天線間距離，顯然N → ∞，Nd → w (孔徑的寬度)
由上述式子可得知，利用 sinc 函數表中來發現槽孔天線的波束夾角，
sinc(ws) =√21，ws 大約為 0.443，可由0.443 = λ𝑤𝑤
0𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠𝜙𝜙2Β，可求出波束夾角 之寬度𝜙𝜙Β，如圖 2-3 所示，為 sinc 函數之波形示意圖。
圖 2-3 sinc(x)函數之波形示意圖
10
11
2-3-2 天線輻射效率
天線的輻射效率是一個比值，高輻射效率的天線能夠將訊號大量的輻射出去，
低輻射效率的天線大多將訊號吸收，使得天線的訊號輻射不出去。一個天線的好 壞可以由品質因素、頻寬與輻射效率來判斷，這三者之間並不能都達到一個完美 值，彼此之間有著相互的關係，因此必須在這三者間折衷取一個均衡的狀態，也 必需看設計者的需求，去針對某個特性去進行調整，但是只需要其中一個特性好，
勢必就要捨棄另一個特性[5]。
以天線阻抗來看，天線之輸入阻抗可表示為Zin = Rin+ jXin.，也可使用圖 2-7 的輸入阻抗等效電路來表示，其中Rin為輸入電阻包含輻射電阻Rr及歐姆損
耗電阻Rohmic。輻射電阻為天線的實部輻射功率Pr所提供，而歐姆損耗電阻Rohmic
則是天線導體上的熱能損耗，Xin為電抗性阻抗，由天線的虛部輻射功率所提供，
Iin為天線的輸入電流，天線的輻射效率公式定義為：
圖 2-4 天線輸入阻抗等效電路
12
13
14
2-4 文獻導覽
2-4-1 環形槽孔天線架構之理論計算方式
圖 2-6 為環形槽孔天線之架構[7]，天線基板為 FR4 基板，圓極化的設計是 使用引入不對稱的方法印刷式的環形槽孔天線的結構。所提出的非對稱性的結構 是由一個簡單的彎曲槽孔部分，此天線被印製在厚度 h 的微波基板和介電常數為
ε𝑟𝑟，槽孔的寬度為 W，Wf 為 50Ω的饋入線，L1 和 L2 為槽孔內部的矩形尺寸，
L1 = L2 + 0.5W + 0.5mm，該環形槽孔外半徑和內半徑為 R1 和 R2，於環形槽孔 內部中加入一條矩形殘段，會導致所提出的設計實現的 CP 圓極化輻射能夠容易 的達到微帶饋入線和環形槽之間的連接可以增強良好的阻抗匹配。
圖 2-6 圓極化環形槽孔天線
15
𝑓𝑓
0≈ 𝑐𝑐
𝜋𝜋(𝑅𝑅
1+ 𝑅𝑅
2) × � 𝜀𝜀
𝑟𝑟+ 1 2𝜀𝜀
𝑟𝑟C 為光速，𝑓𝑓0為環形槽孔天線的頻率，𝜋𝜋(𝑅𝑅1+ 𝑅𝑅2)為外半徑與內半徑相加。
圖 2-7 圓極化環形槽孔天線頻率響應圖
所提出的設計也適用於一個環形槽孔天線，圖 2-7 為環形槽孔天線的頻率響 應圖，頻寬約 60MHz，中心頻率大約 1720MHz，利用此公式來計算出環形槽孔 天線頻率以及設計之準則，此文獻[7]為本論文之參考計算環形槽孔之尺寸。
16
17
18
率，ℰ𝑟𝑟是介電係數為 4.4，經由公式推算後，在 f 中心頻率為 5.2GHz 的時候，用 此公式計算環型槽孔尺寸，並藉由此環形槽孔共振得到頻率點。
3-3 模擬調變環形槽孔天線面積之變化
圖 3-2 調變環形槽孔面積圖
此論文以 HFSS 模擬軟體模擬此天線的頻率響應圖並利用網路分析儀 (HP8719ES)量測實體的頻率響應圖。圖 3-2 為調變環形槽孔面積圖，改變整個 環形之面積，以微調研究中心頻率之變化，調變出最佳值，如表 3-2 所示，調變 天線之參數。
表 3-2 天線調變參數之尺寸
參數 R1 R1 R1 R1 R1
尺寸 (mm) 7.5 7.7 7.9 8.1 8.3 面積(mm) 176.625 186.171 195.967 206.015 216.315
19
如圖 3-3 所示，為微調尺寸的頻率響應圖，調變圓半徑 R1 之參數，改變圓 面積之比較，由此頻率響應圖可判斷，當改變圓的面積尺寸時，R1 半徑越小，
越往高頻移動，但訊號通過量，有些微的減少，當圓半徑越大時，越往低頻移動，
訊號也是都有通過，但也是些微減少，由此可得知，圓半徑的參數大小與中心頻 率成反比，當 R1 為 7.9(mm)時，中心頻率約 5.2GHz，頻寬約 540MHz，有達到 5GHz(5250~5330MHz)之頻段和頻寬，為環形槽孔天線的最佳值。
圖 3-3 調變環形槽孔面積的頻率響應圖
圖 3-4 所示為調變環形槽孔面積的電流分佈圖，當 R1 的半徑為 7.9mm 時，
微帶線的電流訊號強度為最大，耦合至接地面槽孔周圍的電流量為最大，主要原 因是 R1 的半徑是 7.9mm 時，中心頻率約為 5304MHz，其餘四個電流圖，因為 頻率的不同，電流強度也不同，由此可得知，電流量的強度，決定於中心頻率。
20
圖 3-4 調變環形槽孔面積的電流分佈圖
由上述可得知，調變圓半徑可改變中心頻率，而台灣所開放之 5G WiFi 的頻 段有 5250~5330MHz、5490~5710MHz、5725~5825MHz，於是調變圓的半徑值，
達到所需要之三個頻段，如圖 3-5 所示。
圖 3-5 調變環形槽孔面積圖
21
圖 3-5 為調變環形槽孔面積圖，圖 3-5(a)、(b)、(c)半徑值分別為 7.9(mm)、
7.5(mm)、7.2(mm)，此三個值所模擬出的頻段，分別為台灣 5GHz 所開放之頻段 (5250~5330MHz、5490~5710MHz、5725~5825MHz)，中心頻率分別為 5.3GHz、
5.5GHz、5.8GHz。圖 3-6 為此三個頻段之頻率響應圖
圖 3-6 調變三個環形槽孔之頻率響應圖
圖 3-7 為電流分佈圖，圖(A)、(B)、(C)分別為 5250~5330/ 5490~5710/
5725~5825MHz，在圖 3-7(A)饋入微帶線電流訊號為最強，再與圖 3-6 頻率響應 圖比較，當頻段為5250~5330MHz 時，阻抗匹配為最好，訊號通過量為最大，依 序圖 3-7(B)和圖 3-7(C)電流量是呈現遞減的狀態，阻抗匹配也較差。
22
圖 3-7 電流分佈圖(A) 5250~5330MHz(B) 5490~5710MHz(C) 5725~5825MHz
圖 3-8 2D 場型圖(f=5.3GHz)
23
圖 3-9 2D 場型圖(f=5.5GHz)
圖 3-10 2D 場型圖(f=5.8GHz)
24
圖 3-8、圖 3-9、圖 3-10 為三個頻段(5.2975GHz、5.5698GHz、5.7925GHz)的 2D 場型圖，圖 3-8 在 x-z 平面上 Eφ呈現出 8 字型輻射場型，在 y-z 平面上 Eө也
25
圖 3-11 5.3GHz 增益模擬圖
圖 3-12 5.3GHz 輻射效率模擬圖
26
圖 3-13 5.5GHz 增益模擬圖
圖 3-14 5.5GHz 輻射效率模擬圖
27
圖 3-15 5.8GHz 增益模擬圖
圖 3-16 5.8GHz 輻射效率模擬圖
28
3-4 模擬調變微帶線之探討
3-4-1 模擬調變微帶線長度之變化
圖 3-17 調變微帶線長度之變化圖
圖 3-17 所示為調變微帶線長度之變化圖，改變微帶線 L 的尺寸，由 15.5mm 到 13.5mm 之變化，由圖 3-18 得知，當 L 長度為 15.5(mm)時，匹配較不佳，因 為微帶線過長，只有少部分的訊號直接耦合至接地面，大部分的訊號輻射出去，
導致訊號量反而減少，依序變化，當 L 長度為 14.5(mm)時，訊號通過量為最大，
阻抗匹配最佳，訊號幾乎都有耦合至接地面，為 L 的最佳值，當 L 長度為 13(mm) 時，因為微帶線較短，約在 5.5GHz 的頻段阻抗匹配變差，反而在高頻 8.3GHz
29
產生匹配，由調變微帶線長可得知，當 L 為 15.5mm 到 13.5mm 時，頻率由低頻 往高頻移動。
圖 3-18 調變微帶線長度之頻率響應圖
圖 3-19 調變微帶線長度之電流分佈圖
30
圖 3-19 為環形槽孔天線的電流分佈圖，當微帶線電流耦合於接地面槽孔周圍 時，槽孔兩側電流之流量較大，由此可知兩側槽孔周圍會影響此天線的中心頻率，
當長度 為 15.5(mm)時，電流強度通過量很小，是因為中心頻率已經偏移至 5.2975GHz，電流訊號量不在此頻段上，導致電流量較小。
31
3-4-2 模擬改變微帶線之變化
圖 3-20 改變微帶線之變化圖
圖 3-20 為改變微帶線之變化圖，利用改變微帶線來探討對環形槽孔天線 之影響，由圖 3-21 電流分佈圖來分析，當改變改變微帶線上端的寬度，寬度增加 時，電流訊號通過量越來越小，原因是寬度增加，訊號可能從兩側輻射出去，導 致只有少部分的訊號耦合至接地面，接地面槽孔的幾乎沒有電流，再由圖 3-22 可 得知，寬度增加，阻抗匹配越差，少量訊號有通過，大部分的訊號則直接從微帶 線上端輻射出去，探討之後，圖 3-20(I)為最佳值，頻率響應的中心頻率和頻寬符 合於本論文之標準。
32
圖 3-21 改變微帶線之電流分佈圖
圖 3-22 改變微帶線之頻率響應圖
33
34
圖 3-23 改變環形槽孔結構之變化圖
圖 3-24 改變環形槽孔結構變化之電流圖
35
圖 3-25 改變環形槽孔結構變化之頻率響應圖
36
3-5-2 模擬改變環形槽孔寬度架構之變化
圖 3-26 為改變內圓半徑增加槽孔寬度之變化圖，從圖 3-27 電流分佈中可看 出，當 R1 越小槽孔越大時，電流通過量越少，因為當槽孔越大時，微帶線上之 電流，在前端就已將大部分電流耦合至接地槽孔，所以到末端幾乎沒有電流通過，
再由圖 3-28 來分析，當改變 R1 半徑增加槽孔寬度時，阻抗匹配越來越差，大部
再由圖 3-28 來分析，當改變 R1 半徑增加槽孔寬度時，阻抗匹配越來越差，大部