I-Shou University Institutional Repository:Item 987654321/18720

環形槽孔天線應用於 5G WiFi 的研究

The Loop Slot Antenna Applicable to 5G WiFi

研究生：陳政偉

指導教授：陳立軒 博士

義守大學

電子工程學系

碩士班碩士論文

A Thesis Submitted to

Department of Electronic Engineering

I-Shou University

in

Partial Fulfillment of the Requirements

for the Master degree

with a

Major in Electronic Engineering

July, 2015

Kaohsiung, Taiwan

Republic of China

I

環形槽孔天線應用於 5G WiFi 的研究

研究生：陳政偉

指導教授：陳立軒 博士

義守大學電子工程學系

摘要

無線網路通訊，需要能進行收發訊號的天線，而且須符合輕、薄、短、小的 需求。本文獻提出一個槽孔式天線，此槽孔式天線主要應用於 5G WiFi ，主要 是 在 接 地 面 處 利 用 槽 孔 的 方 式 共 振 出 5250~5330GHz 、 5490~5710GHz 、 5725~5825GHz 三個共振頻段並且阻抗匹配值小於-10dB，頻寬大於 160MHz，符 合 IEEE 802.11ac 5G WiFi 商業應用的天線規格。

II

The Loop Slot Antenna Applicable to 5G Wi-Fi

Student: Cheng-Wei Chen

Advisor: Lih - Shan Chen

Department of Electronic Engineering

I-Shou University

Abstract

In wireless communication, we need an antenna to receive/transmit the signal, it is ,small size, low cost, easy fabrication and high performance. In this study, we proposed a slot antenna applicable to 5G WiFi. The design methodology is based on a rectangle slot on the ground plane, center frequency of the slot antenna is 5GHz(5250~5330GHz、5490~5710GHz、5725~5825GHz) and S11 is less than 10dB. The band width of the proposed antenna can be increased by using the multiple paths, the bandwidth of the proposed antenna is 160 MHz which is suited for commercial applications in standard to the 5G WiFi, the resonance frequency of the proposed antenna is 5GHz and is suitable for IEEE 802.11 ac.

III

致謝

研究所的生涯即將告一段落，回首兩年的研究所時光，受到的幫助與鼓勵太 多太多了，要感謝許多幫助過我的人。本論文得以順利完成，首先要感謝指導教 授陳立軒老師在學業上的細心教導與懇切關懷，感謝老師身為研究發展處的研發 長，還能夠時常關心我們的進度，當研究遇到困難，老師也會排出時間與我們進 行討論。老師不僅教授予我們學術上的專業知識，並讓我們學習到老師在處理事 務上的認真對待以及效率，讓學生除了在專業領域有所成就之外，對於認真做學 問的態度更是受到老師的影響，在這兩年的研究生涯中著實令學生獲益良多，謹 此致上最誠摯的尊敬與感謝。並且感謝本系教授林文寬老師和國立高雄應用科技 大學電子系教授楊素華老師以及國立成功大學電機系教授洪茂峰老師的指導與 建議，讓學生思考許多在研究上沒有考慮到的問題，使得本研究得以更加完整。 同時感謝本研究室的成員，陳俊甫學長、楊仁豪學長、李宗委學長教導天線 理論基礎、模擬軟體 HFSS 的使用和實驗量測的操作及建議。以及成大博士班周 育任學長、林國聖學長、義守電機系王曙民老師實驗室的實驗器材協助。並感謝 同窗兩年的夥伴，宋哲輝、陳敬倫、丁冠仁互相努力與指教。也感謝學弟徐立哲、 黃冠維、蘇偉家、楊智澔，付出許多時間與心力幫忙實驗室的事務，讓我可以完 成研究，還有感謝高雄大學方建凱同學，因為有他許多的建議，讓我在我的研究 上有許多進展，以及感謝台灣第一家的大家長廖爸和余爸，因為有他們的勉勵和 鼓勵才有完成碩論的動力。 最後要感謝的是我的家人、兄弟(偉綸、任皓等七兄弟)和好朋友們，因為有 他們的支持、關心與鼓勵，讓我可以無後顧之憂的完成研究，專心的完成碩士學 位。希望這份成果能與我的家人與陪伴在我身旁的朋友們共同分享。

IV

目錄

摘要... I Abstract ... II 致謝... III 目錄... IV 圖目錄... VI 表目錄... X 第一章 序論... 1 1-1 研究動機與目的 ... 1 1-2 論文章節概述 ... 3 第二章 槽孔天線理論與設計... 4 2-1 Wi-Fi 之簡介 ... 4 2-2 槽孔天線設計原理 ... 6 2-3 天線特性與參數 ... 10 2-3-1 天線增益 ... 10 2-3-2 天線輻射效率 ... 11 2-3-3 50Ω 傳輸線線寬的計算方式 ... 12 2-4 文獻導覽 ... 14 2-4-1 環形槽孔天線架構之理論計算方式 ... 14 第三章 環形槽孔天線之設計... 16 3-1 研究概述 ... 16 3-2 環形槽孔天線架構設計之解析 ... 17 3-3 模擬調變環形槽孔天線面積之變化 ... 18 3-4 模擬調變微帶線之探討 ... 28 3-4-1 模擬調變微帶線長度之變化 ... 28

V 3-4-2 模擬改變微帶線之變化 ... 31 3-5 模擬探討調變環形槽孔之變化 ... 33 3-5-1 模擬改變環形槽孔架構之變化 ... 33 3-5-2 模擬改變環形槽孔寬度架構之變化 ... 36 3-5-3 模擬改變槽孔形狀架構之變化 ... 38 3-6 模擬多環形槽孔天線架構之探討 ... 46 3-6-1 模擬多環形槽孔架構設計之解析 ... 46 3-6-2 模擬拆解多環形槽孔架構之解析 ... 48 3-6-3 模擬利用分段方式應用於多環形槽孔架構之解析 ... 50 3-7 環形槽孔天線與多環形槽孔天線之探討比較 ... 53 3-8 結果與討論 ... 58 第四章 環形槽孔天線實作之探討... 59 4-1 環形槽孔天線實作與量測 ... 59 4-2 環形槽孔天線模擬與實作比較 ... 61 4-2-1 模擬與量測比較 ... 61 4-2-2 各特性之模擬與實作量測比較 ... 63 4-3 結果與討論 ... 70 第五章 結論... 71 參考文獻... 72

VI

圖目錄

圖 2-1 應用耦合孔徑的傳輸線結構與波導示意圖 ... 6 圖 2-2 極化電流與極化磁流之分佈圖 ... 7 圖 2-3 SINC(X)函數之波形示意圖... 9 圖 2-4 天線輸入阻抗等效電路 ... 11 圖 2-5 微帶線架構圖 ... 12 圖 2-6 圓極化環形槽孔天線 ... 14 圖 2-7 圓極化環形槽孔天線頻率響應圖 ... 15 圖 3-1 環形槽孔結構圖 ... 17 圖 3-2 調變環形槽孔面積圖 ... 18 圖 3-3 調變環形槽孔面積的頻率響應圖 ... 19 圖 3-4 調變環形槽孔面積的電流分佈圖 ... 20 圖 3-5 調變環形槽孔面積圖 ... 20 圖 3-6 調變三個環形槽孔之頻率響應圖 ... 21 圖 3-7 電流分佈圖(A) 5250~5330MHZ(B) 5490~5710MHZ(C) 5725~5825MHZ 22 圖 3-8 2D 場型圖(F=5.3GHZ) ... 22 圖 3-9 2D 場型圖(F=5.5GHZ) ... 23 圖 3-10 2D 場型圖(F=5.8GHZ) ... 23 圖 3-11 5.3GHZ 增益模擬圖 ... 25 圖 3-12 5.3GHZ 輻射效率模擬圖 ... 25 圖 3-13 5.5GHZ 增益模擬圖 ... 26 圖 3-14 5.5GHZ 輻射效率模擬圖 ... 26 圖 3-15 5.8GHZ 增益模擬圖 ... 27 圖 3-16 5.8GHZ 輻射效率模擬圖 ... 27 圖 3-17 調變微帶線長度之變化圖 ... 28

VII 圖 3-18 調變微帶線長度之頻率響應圖 ... 29 圖 3-19 調變微帶線長度之電流分佈圖 ... 29 圖 3-20 改變微帶線之變化圖 ... 31 圖 3-21 改變微帶線之電流分佈圖 ... 32 圖 3-22 改變微帶線之頻率響應圖 ... 32 圖 3-23 改變環形槽孔結構之變化圖 ... 34 圖 3-24 改變環形槽孔結構變化之電流圖 ... 34 圖 3-25 改變環形槽孔結構變化之頻率響應圖 ... 35 圖 3-26 改變環形槽孔寬度架構變化圖 ... 36 圖 3-27 改變環形槽孔寬度架構之電流分佈圖 ... 37 圖 3-28 改變環形槽孔寬度架構之頻率響應圖 ... 37 圖 3-29 改變槽孔形狀架構圖 ... 38 圖 3-30 改變槽孔形狀架構之電流分佈圖 ... 39 圖 3-31 改變槽孔形狀架構之頻率響應圖 ... 39 圖 3-32 環形槽孔 2D 場型圖(F=5.3GHZ) ... 40 圖 3-33 三角形槽孔 2D 場型圖(F=5.3GHZ) ... 40 圖 3-34 方形槽孔 2D 場型圖(F=5.3GHZ) ... 41 圖 3-34 5.3GHZ 環形槽孔增益模擬圖 ... 42 圖 3-36 5.3GHZ 三角形槽孔增益模擬圖 ... 43 圖 3-37 5.3GHZ 三角形槽孔輻射效率模擬圖 ... 43 圖 3-38 5.3GHZ 方形槽孔增益模擬圖 ... 44 圖 3-39 5.3GHZ 方形槽孔輻射效率模擬圖 ... 44 圖 3-40 多環形槽孔槽孔天線之架構圖 ... 46 圖 3-41 多環形槽孔槽孔天線之頻率響應圖 ... 47 圖 3-42 多環形槽孔天線之架構圖 ... 48

VIII 圖 3-43 多環形槽孔槽孔天線架構之頻率響應圖 ... 49 圖 3-44 多環形槽孔天線分段之架構圖 ... 50 圖 3-45 多環形槽孔天線分段架構之頻率響應圖 ... 51 圖 3-46 多環形槽孔天線分段架構之電流分佈圖 ... 52 圖 3-47 環形槽孔天線與多環形槽孔天線之頻率響應圖 ... 53 圖 3-48 環形槽孔天線與多環形槽孔天線之電流分佈圖 ... 54 圖 3-49 2D 場型圖(F=5.304GHZ) ... 55 圖 3-50 2D 場型圖(F=5.272GHZ) ... 55 圖 3-51 5304MHZ 增益模擬圖 ... 56 圖 3-52 5304MHZ 輻射效率模擬圖 ... 56 圖 3-53 5272MHZ 增益模擬圖 ... 57 圖 3-54 5272MHZ 輻射效率模擬圖 ... 57 圖 4-1 天線實作量測器材(A)曝光機(B)蝕刻機(C)網路分析儀 ... 59 圖 4-2 環形槽孔天線實作三頻段之頻率響應圖 ... 60 圖 4-3 環形槽孔天線實體圖 ... 60 圖 4-4 環形槽孔天線(5250~5330GHZ)模擬與實作之頻率響應圖 ... 61 圖 4-5 環形槽孔天線(5490~5710GHZ)模擬與實作之頻率響應圖 ... 62 圖 4-6 環形槽孔天線(5725~5825GHZ)模擬與實作之頻率響應圖 ... 62 圖 4-7 5.3GHZ 天線增益(A)實作量測(B)模擬 ... 63 圖 4-8 5.3GHZ 天線輻射效率(A)實作量測(B)模擬 ... 64 圖 4-9 5.5GHZ 天線增益(A)實作量測(B)模擬 ... 65 圖 4-10 5.5GHZ 天線輻射效率(A)實作量測(B)模擬 ... 65 圖 4-11 5.8GHZ 天線增益(A)實作量測(B)模擬 ... 66 圖 4-12 5.8GHZ 天線輻射效率(A)實作量測(B)模擬 ... 66 圖 4-13 5.3GHZ 天線輻射場型(A)實作量測(B)模擬 ... 67

IX

圖 4-14 5.5GHZ 天線輻射場型(A)實作量測(B)模擬 ... 68 圖 4-15 5.8GHZ 天線輻射場型(A)實作量測(B)模擬 ... 69

X

表目錄

表 1-1 WI-FI 的演變 ... 2 表 2-1 槽孔的電極化係數與磁極化係數 ... 8 表 2-2 各基板材料使用之微帶線寬 ... 13 表 3-1 天線各參數之尺寸 ... 17 表 3-2 天線調變參數之尺寸 ... 18 表 3-3 天線調變參數之尺寸 ... 36 表 3-4 天線之各參數 ... 46

1

第一章 序論

1-1 研究動機與目的

由於現代科技日新月異，無線行動通訊網路越來越發達，伴隨著人們使用的 需求與便利，也脫離不了使用智慧型手機的習慣。無線網路 Wi-Fi 的發達，為社 會大眾帶來許多便利，像是商業辦公大樓、超商、餐廳、學校、火車站等...許 多地方都有提供免費 Wi-Fi 的使用，甚至住家也會自己購買 Wi-Fi 分享器來使用， 使得無線通訊網路無所不在。在 21 世紀初，世界各地許多城市都宣布計畫全市 Wi-Fi，例如在 2005 年，美國加州森尼維爾，成為在美國的第一個提供全市免費 Wi-Fi 的城市。目前全球已建造和建造中的 Wi-Fi 城市已經超過 500 個，其中 Wi-Fi 覆蓋率最高為台北市，已達到全市有 4000 個無線存取點(AP,Access Point)，未來 將至 10000 個，覆蓋率達到 90%，全球主要的城市已有 Wi-Fi 技術，例如倫敦、 紐約、台北、香港、東京、上海、華盛頓、巴黎等大都市。[1] 日常生活中所使用的 Wi-Fi 可分為五代，由於 ISM 頻段中的 2.4GHz 頻段被 廣泛使用，例如藍芽、微波爐，它們會干擾 Wi-Fi，使速度減緩，而頻率 5GHz 干擾則較小，雙頻路由器使用 2.4GHz 和 5GHz，裝置則只能使用某一頻段， 表 1-1 所示為 Wi-Fi 的演變。

2 表 1-1 Wi-Fi 的演變 手機、平板電腦等無線通訊行動裝置，客戶對於產品上的無線傳輸裝置要求 為低電耗、高速率，因為這樣的需求，無線網路 Wi-Fi 不斷的開發，而 5G WiFi （5th Generation of Wi-Fi）為傳輸速率最快，消耗電功率最低，因此成為新一代 無線傳輸系統。 有鑑於此，我們希望能夠針對 5G WiFi 的天線進行研究，並能夠符合IEEE 802.11 標準的頻段規格，天線設計頻段涵蓋範圍於 5GHz，頻寬約大於 160MHz，要 如何設計出 5G WiFi 的天線為本論文的主要研究方向。

3

1-2 論文章節概述

針對 5G WiFi 的天線設計，本論文提出一種環形槽孔式天線，利用此環形 槽孔天線來應用於無線傳輸系統 5G WiFi 上。本研究之天線主要正面是以一個微 帶天線為主體，背面為接地面挖一個環形槽孔，來形成中心頻率為 5GHz 的模態 結構，單一環形槽孔天線設計將於第三章作一架構設計概念解析、模擬結果討論、 實作量測研究，模擬是使用電磁模擬軟體(HFSS)來進行驗證與分析。本論文主要 分為五個章節於下列簡單說明： 第一章：序論，簡單說明與介紹目前無線通訊系統 WiFi 的發展近況，解析 WiFi 開發的頻段範圍，介紹本論文研究之動機與目的。 第二章：5G WiFi 的介紹，槽孔天線原理與設計，介紹步階式阻抗諧振器原理， 分析天線之特性，對論文中參考文獻作一導覽介紹，最後解析天線設 計之步驟。 第三章：環形槽孔式天線設計，應用於 5G WiFi 天線的架構設計分析，模擬結果 比較，進行結果討論。針對特性不佳之部分進行解析，於天線應用頻段 來抑制諧振頻率之改變進行天線架構設計，並與模擬結果作比較。 第四章：針對第三章所設計的環形槽孔式天線部分，利用模擬之分析與實作分析 進行比較與探討。 第五章：結論，針對本論文所提出之天線設計作一總結。

4

第二章 槽孔天線理論與設計

2-1 Wi-Fi 之簡介

WiFi 是 WiFi 聯盟製造商的商標做為產品的品牌認證，是一個建立於 IEEE 802.11 標準的無線區域網路裝置。IEEE 802.11 的裝置已安裝於市面上的許多產 品，例如家用電腦、智慧型手機、無線分享器、筆記型電腦、電玩遊戲機等其他 周邊產品裝置。

IEEE 802.11ac，又稱為 5G WiFi（5th Generation of Wi-Fi），是一個 802.11 無線區域網路(WLAN)通訊標準，進行通訊之頻帶於 5GHz 頻帶上，它可提供最 少 1Gbps 頻寬於多站式無線區網路，或者是最少 500Mbps 的單一連線傳輸頻寬， 建立提升無線網路傳輸的速度標準，讓無線網路能提供與有線網路的傳輸效能。 [2]

於 2014 年 1 月定案的 802.11ac 規格，以 5GHz(從 4.9~6.0GHz)射頻頻段， OFDM 正交分頻多工、QAM256 載波調變及波束成型(Beamforming)技術，傳輸 速率達到 1.3Gbps(3 天線/3 資料串流)、7Gbps(8 天線/8 資料串流/160MHz)，可傳 輸高清影音(Full HD)和 4K(3840x2160)影音串流規格。[2] 5G WiFi 於世 界各 地所 開 放之 5GHz 頻段 大約分為 5170~5330MHz 、 5490~5710MHz 到 5735~5835MHz 等 3 個頻帶，而 5490~5710MHz 這頻段與軍方 和氣象用單位的都普勒雷達頻率衝突，若要使用這些頻率的高功率無線裝置，必 須搭配動態跳頻(DFS)和功率調節(TPC)功能，自動偵測到使用的頻率通道並且自 動改用其他頻率，而 5250~5350MHz 只能於室內使用，台灣於 NCC 所開放的三

5 個 5GHz 的頻段為 5250~5330MHz （CH52 5260MHz、CH56 5280MHz、CH60 5300MHz、CH64 5320MHz），5490~5710MHz（CH100 5500MHz、CH104 5520MHz、 CH108 5540MHz、CH112 5560MHz、CH116 5580MHz、CH120 5600MHz、CH124 5620MHz 、 CH128 5640MHz 、 CH132 5660MHz 、 CH136 5680MHz 、 CH140 5700MHz ） ， 5725~5825MHz （ CH149 5745MHz 、 CH153 5765MHz 、 CH157 5785MHz、CH161 5805MHz、CH165 5825MHz）。 而台灣以外的國家開放情形各不相同，例如歐洲和日本開放 5170~5330MHz、 5490~5710MHz 兩個頻段，美國和加拿大 3 個頻段全部都有開放，印度和中國則 是開放 5170~5330MHz、5735~5835MHz 等 2 個頻段，但是中國僅開放 80+80MHz， 不開放連續的 160MHz。[3]

6

2-2 槽孔天線設計原理

圖 2-1 應用耦合孔徑的傳輸線結構與波導示意圖 耦合孔徑的傳輸線結構與波導示意圖，如圖 2-1 所示，波導和其他微帶傳輸 線結構可利用孔徑耦合電磁波能量來傳遞，圖 2-1(a)所示，兩波導利用共同寬面 上之孔口，能量從波導 a 傳遞至波導 b，達到耦合之效果。圖 2-1(b)為兩微帶線 利用共同接地面上的孔徑將能量利用耦合方式進行傳輸。圖 2-1(c)為將能量饋入 波導管中，利用波導管中橫截金屬面上之孔口，耦合至共振腔。圖 2-1(d)為將能 量饋入微帶線，利用孔徑耦合的方式傳輸至接地面。 波導和其他微帶線結構與電場、磁場關係密切，如導體被挖開一小孔徑，部 分之電力線會穿透孔徑，然而回頭於導體周圍的孔徑，如圖 2-2(2)所示。圖 2-2(1) 可得知，電場力線均垂直於導體表面。而導體中沒有孔徑，垂直於導體表面細小 的極化電流𝑃𝑃𝑒𝑒，其附近之電場力線分佈，如圖 2-2(3)所示。再將其圖 2-2(2)與圖

7 2-2(3)來做比較，由此兩圖電力線分佈可得知，孔徑的電磁效應，可由上兩圖來 描述細小極化電流代替，極化電流強度與輸入垂直電場成正比 𝑃𝑃𝑒𝑒 = 𝜖𝜖𝜊𝜊𝛼𝛼ℯ𝓃𝓃�𝐸𝐸𝑛𝑛𝛿𝛿(𝑥𝑥 − 𝑥𝑥∘)𝛿𝛿(𝑦𝑦 − 𝑦𝑦∘)𝛿𝛿(𝑧𝑧 − 𝑧𝑧∘) 此公式中比例常數𝛼𝛼_ℯ被定義為孔徑的電極化係數，而(𝑥𝑥_∘, 𝑦𝑦_∘, 𝑧𝑧_∘)為孔徑中心的 座標。 同理，孔徑附近的切線磁場力線分佈，如圖 2-2(5)所示。磁力線所分佈的範 圍，和圖 2-2(6)中平行於導體表面的反向極化磁流的輻射磁場相似，而此孔徑的 電磁效應可用此兩個反向的細小極化磁流來替代，該磁流𝑃𝑃𝑚𝑚為 𝑃𝑃𝑚𝑚 = −𝛼𝛼𝑚𝑚𝐻𝐻�𝑡𝑡𝛿𝛿(𝑥𝑥 − 𝑥𝑥∘)𝛿𝛿(𝑦𝑦 − 𝑦𝑦∘)𝛿𝛿(𝑧𝑧 − 𝑧𝑧∘) 此式子中_{𝛼𝛼𝑚𝑚}定義為孔徑的磁極化係數。 圖 2-2 極化電流與極化磁流之分佈圖

8 由電極化係數和磁極化係數可得知均為常數，也可得知與孔徑形狀、大小相 關，最常見的是矩形和圓形的孔徑，極化係數由表 2-1 所示。 表 2-1 槽孔的電極化係數與磁極化係數

槽孔形狀

𝛼𝛼

𝑒𝑒

𝛼𝛼

𝑚𝑚 矩形槽孔 2𝑟𝑟03 3 4𝑟𝑟03 3 圓形槽孔 𝜋𝜋ℓ𝑑𝑑2 16 𝜋𝜋ℓ𝑑𝑑2 16 為了證明極化電磁流_{𝑃𝑃𝑒𝑒、𝑃𝑃𝑚𝑚與電磁流𝐽𝐽̅、𝑀𝑀�之間的關係，由馬克斯威爾方程} 式[4]可得 ∇ × 𝐸𝐸� = −jωµ𝐻𝐻� − 𝑀𝑀� ∇ × 𝐻𝐻� = jωϵ𝐸𝐸� + 𝐽𝐽̅ 利用定義𝑃𝑃𝑒𝑒和𝑃𝑃𝑚𝑚可得 ∇ × 𝐸𝐸� = −jωµ0𝐻𝐻� − jωµ0𝑃𝑃𝑚𝑚 − 𝑀𝑀� ∇ × 𝐻𝐻� = jωϵ0𝐸𝐸� + jω𝑃𝑃𝑒𝑒 + 𝐽𝐽̅ 𝐽𝐽̅、𝑀𝑀�和jωµ0𝑃𝑃𝑚𝑚、jω𝑃𝑃𝑒𝑒為相同之關係，因此我們可以將等效電流和等效磁流 定義為 𝐽𝐽̅ = jω𝑃𝑃𝑒𝑒 𝑀𝑀� = jωµ0𝑃𝑃𝑚𝑚 由上述公式可得知，我們可以用以計算孔徑極化電流和極化磁流所輻射的電 磁場。開口向上的電磁場分佈均勻，可認為是 N 個同相天線構成陣列的極限情

9 況，正規化陣列因數為 d 為天線間距離，顯然N → ∞，Nd → w (孔徑的寬度) 由上述式子可得知，利用 sinc 函數表中來發現槽孔天線的波束夾角，

sinc(ws) =

_√21，ws 大約為 0.443，可由

0.443 =

𝑤𝑤 λ0

𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠

𝜙𝜙Β 2

，

可求出波束夾角 之寬度

𝜙𝜙

_Β

，

如圖 2-3 所示，為 sinc 函數之波形示意圖。 圖 2-3 sinc(x)函數之波形示意圖

10

2-3 天線特性與參數

2-3-1 天線增益

天線增益所指的並不是放大器的增益，天線並非放大器，並不會放大 RF 的 訊號強度，所以天線增益的定義為特定方向上最大幅射強度和參考天線最大幅射 強度的比值，對於參考天線一般是使用半波長的偶極天線作為標準，使用的單位 為 dB，如果 dB 值為正值表示該天線之增益值比標準天線來的好，相反的，若 是 dB 值為負值則表示該天線之增益值比標準天線來的差，所以天線的增益被定 義為一個比較值[5]。 也有人會使用 dBi 作為增益值的單位，和 dB 值不同的地方在於，dBi 是用 於等向天線(Isotropic Antenna，一種每一個方向所測之輸出與出入公率都是等 值的理論天線)作為標準天線，所以各方面的輻射都是均勻的狀態，是一種理想 的天線；而 dB 值是用偶極天線(dipole)作為一個比較，所以也可寫作 dBd，和 理想的 dBi 值來比較，dBd+2.15 可以換算為 dBi。所以在條件相同的狀態下，當 天線增益值越高則訊號傳送的距離也就越遠，可用來度量天線的指向性[5]。 天線的最大增益值計算表示式如下： 其中

𝑒𝑒

_{𝑐𝑐𝑐𝑐} 被定義為天線效率，定義為 𝑃𝑃𝑟𝑟 𝑃𝑃𝑖𝑖𝑖𝑖

11

2-3-2 天線輻射效率

天線的輻射效率是一個比值，高輻射效率的天線能夠將訊號大量的輻射出去， 低輻射效率的天線大多將訊號吸收，使得天線的訊號輻射不出去。一個天線的好 壞可以由品質因素、頻寬與輻射效率來判斷，這三者之間並不能都達到一個完美 值，彼此之間有著相互的關係，因此必須在這三者間折衷取一個均衡的狀態，也 必需看設計者的需求，去針對某個特性去進行調整，但是只需要其中一個特性好， 勢必就要捨棄另一個特性[5]。 以天線阻抗來看，天線之輸入阻抗可表示為Z_in = R_in+ jX_in.，也可使用圖 2-7 的輸入阻抗等效電路來表示，其中_Rin為輸入電阻包含輻射電阻_Rr及歐姆損 耗電阻R_ohmic。輻射電阻為天線的實部輻射功率P_r所提供，而歐姆損耗電阻R_ohmic 則是天線導體上的熱能損耗，_Xin為電抗性阻抗，由天線的虛部輻射功率所提供， Iin為天線的輸入電流，天線的輻射效率公式定義為： 圖 2-4 天線輸入阻抗等效電路

12

2-3-3 5

0Ω 傳輸線線寬的計算方式

圖 2-5 微帶線架構圖 圖 2-5 是微帶線的架構圖，h 為基板的厚度，w 為微帶線線寬。微帶線的特性阻 抗 Zo的公式為：





















≥























 +

+

+

≤













₊

=

1

444

.

1

ln

667

.

0

393

.

1

120

,

1

4

8

ln

60

h

w

for

h

w

h

w

h

w

for

h

w

w

h

Z

eff eff o

e

π

e

13 其中 h 為基板厚度，w 為微帶線線寬，εeff為微帶線的等效介電常數，公式 為[6]： w h r r eff 12 1 1 2 1 2 1 + − + + ≈

e

e

e

其中εr為基板的介電常數。將已知的特性阻抗 Zo(50Ω)和介電係數 εr(4.4)代 入 Zc和εeff公式後，即可得 h w 的值：

(

)

(

)



















>

























−

+

−

−

+

−

−

−

<

−

=

2

61

.

0

39

.

0

1

ln

2

1

1

2

ln

1

2

2

2

8

2

h

w

for

y

y

y

h

w

for

e

e

h

w

r r r x x

e

e

e

π

其中













+

+

−

+

+

=

r r r r c

Z

x

e

e

e

e

0

.

11

23

.

0

1

1

2

1

60

，

y

_Z

_c

e

_r

π

2

377

=

本研究所使用的基板是採用厚度 1.6mm 的 FR4 基板，將厚度 h 為 1.6mm 和 FR4 基板的介電係數εr為 4.4，代入上述的公式中可得到微帶線線寬為 3mm。表 2-2 為基板使用之微帶線寬。 表 2-2 各基板材料使用之微帶線寬 基板(FR4) 厚度 1.6mm 微帶線寬 3mm

14

2-4 文獻導覽

2-4-1 環形槽孔天線架構之理論計算方式

圖 2-6 為環形槽孔天線之架構[7]，天線基板為 FR4 基板，圓極化的設計是 使用引入不對稱的方法印刷式的環形槽孔天線的結構。所提出的非對稱性的結構 是由一個簡單的彎曲槽孔部分，此天線被印製在厚度 h 的微波基板和介電常數為

ε

𝑟𝑟

，

槽孔的寬度為 W，Wf 為 50Ω的饋入線，L1 和 L2 為槽孔內部的矩形尺寸， L1 = L2 + 0.5W + 0.5mm，該環形槽孔外半徑和內半徑為 R1 和 R2，於環形槽孔 內部中加入一條矩形殘段，會導致所提出的設計實現的 CP 圓極化輻射能夠容易 的達到微帶饋入線和環形槽之間的連接可以增強良好的阻抗匹配。 圖 2-6 圓極化環形槽孔天線

15

𝑓𝑓

0

≈

_{𝜋𝜋(𝑅𝑅}

𝑐𝑐

1

+ 𝑅𝑅

2

)

× �

𝜀𝜀

𝑟𝑟

+ 1

2𝜀𝜀

𝑟𝑟 C 為光速，𝑓𝑓0為環形槽孔天線的頻率，𝜋𝜋(𝑅𝑅1+ 𝑅𝑅2)為外半徑與內半徑相加。 圖 2-7 圓極化環形槽孔天線頻率響應圖 所提出的設計也適用於一個環形槽孔天線，圖 2-7 為環形槽孔天線的頻率響 應圖，頻寬約 60MHz，中心頻率大約 1720MHz，利用此公式來計算出環形槽孔 天線頻率以及設計之準則，此文獻[7]為本論文之參考計算環形槽孔之尺寸。

16

第三章 環形槽孔天線之設計

3-1 研究概述

本研究所提出之應用於 5G WiFi 之天線，本天線的設計概念，利用環形槽孔 天 線 來 做 設 計 ， 主 要 針 對 於 台 灣 所 開 放 之 頻 段 5GHz(5250~5330MHz 、 5490~5710MHz、5725~5825MHz)來設計，而且符合市場上輕、薄、短小的需求， 並解決 WiFi 用戶在使用公共 WiFi 的時候所面臨熱點太少、網絡擁堵、經常掉線、 信號太弱等情況。本研究所提出之應用於 5G WiFi 的環形槽孔天線，是利用一微 帶線，將其訊號饋入，饋入後將訊號耦合至接地面，接地背面挖一環型槽孔，來 將耦合訊號吸收，達到 5GHz 所需之頻帶，頻寬達到 160MHz。 本論文利用 HFSS 模擬軟體進行模擬與調變，先利用環形槽孔天線基本公式 𝑓𝑓0 ≈ _{𝜋𝜋(𝑎𝑎1}𝑐𝑐_+𝑎𝑎2)× �𝜀𝜀_2𝜀𝜀𝑟𝑟+1_𝑟𝑟 [7]，計算出槽孔之外圓和內圓之半徑，換算後相減為槽孔 天線之尺寸，再利用 HFSS 模擬軟體來進行微調，並改變結構來做比較和改變形 狀來做比較，以及改變槽孔來調變頻寬，達到所需之最佳值，以及利用文獻[8]、 [9]、[10]、[11]、[12]之概念，來調整研究此論文之架構。

17

3-2 環形槽孔天線架構設計之解析

本論文所提出的環型槽孔天線，由單一環形槽孔所組成，此天線製作尺寸為 20×20mm2，基板厚度為 1.6mm 且介電係數(εr)為 4.4 的 FR4 板上， Wf是微帶線 的線寬為 3mm，L 是微帶線的線長為 14.5mm，如圖 3-1 所示。表 3-1 為天線各 個參數的尺寸。 圖 3-1 環形槽孔結構圖 表 3-1 天線各參數之尺寸 參數 R1 R 2 L Wf 尺寸 (mm) 7.9 6.9 14.5 3 根據方程式公式𝑓𝑓₀ ≈ 𝑐𝑐 𝜋𝜋(𝑎𝑎1+𝑎𝑎2)× � 𝜀𝜀𝑟𝑟+1 2𝜀𝜀𝑟𝑟，其中 c 是光速為 3×10 8_，𝑓𝑓 0為中心頻

18 率，_{ℰ𝑟𝑟是介電係數為 4.4，經由公式推算後，在 f 中心頻率為 5.2GHz 的時候，用} 此公式計算環型槽孔尺寸，並藉由此環形槽孔共振得到頻率點。

3-3 模擬調變環形槽孔天線面積之變化

圖 3-2 調變環形槽孔面積圖 此論文以 HFSS 模擬軟體模擬此天線的頻率響應圖並利用網路分析儀 (HP8719ES)量測實體的頻率響應圖。圖 3-2 為調變環形槽孔面積圖，改變整個 環形之面積，以微調研究中心頻率之變化，調變出最佳值，如表 3-2 所示，調變 天線之參數。 表 3-2 天線調變參數之尺寸 參數 R1 R1 R1 R1 R1 尺寸 (mm) 7.5 7.7 7.9 8.1 8.3 面積(mm) 176.625 186.171 195.967 206.015 216.315

19 如圖 3-3 所示，為微調尺寸的頻率響應圖，調變圓半徑 R1 之參數，改變圓 面積之比較，由此頻率響應圖可判斷，當改變圓的面積尺寸時，R1 半徑越小， 越往高頻移動，但訊號通過量，有些微的減少，當圓半徑越大時，越往低頻移動， 訊號也是都有通過，但也是些微減少，由此可得知，圓半徑的參數大小與中心頻 率成反比，當 R1 為 7.9(mm)時，中心頻率約 5.2GHz，頻寬約 540MHz，有達到 5GHz(5250~5330MHz)之頻段和頻寬，為環形槽孔天線的最佳值。 圖 3-3 調變環形槽孔面積的頻率響應圖 圖 3-4 所示為調變環形槽孔面積的電流分佈圖，當 R1 的半徑為 7.9mm 時， 微帶線的電流訊號強度為最大，耦合至接地面槽孔周圍的電流量為最大，主要原 因是 R1 的半徑是 7.9mm 時，中心頻率約為 5304MHz，其餘四個電流圖，因為 頻率的不同，電流強度也不同，由此可得知，電流量的強度，決定於中心頻率。

20 圖 3-4 調變環形槽孔面積的電流分佈圖 由上述可得知，調變圓半徑可改變中心頻率，而台灣所開放之 5G WiFi 的頻 段有 5250~5330MHz、5490~5710MHz、5725~5825MHz，於是調變圓的半徑值， 達到所需要之三個頻段，如圖 3-5 所示。 圖 3-5 調變環形槽孔面積圖

21 圖 3-5 為調變環形槽孔面積圖，圖 3-5(a)、(b)、(c)半徑值分別為 7.9(mm)、 7.5(mm)、7.2(mm)，此三個值所模擬出的頻段，分別為台灣 5GHz 所開放之頻段 (5250~5330MHz、5490~5710MHz、5725~5825MHz)，中心頻率分別為 5.3GHz、 5.5GHz、5.8GHz。圖 3-6 為此三個頻段之頻率響應圖 圖 3-6 調變三個環形槽孔之頻率響應圖 圖 3-7 為電流分佈圖，圖(A)、(B)、(C)分別為 5250~5330/ 5490~5710/ 5725~5825MHz，在圖 3-7(A)饋入微帶線電流訊號為最強，再與圖 3-6 頻率響應 圖比較，當頻段為5250~5330MHz 時，阻抗匹配為最好，訊號通過量為最大，依 序圖 3-7(B)和圖 3-7(C)電流量是呈現遞減的狀態，阻抗匹配也較差。

22

圖 3-7 電流分佈圖(A) 5250~5330MHz(B) 5490~5710MHz(C) 5725~5825MHz

23

圖 3-9 2D 場型圖(f=5.5GHz)

24 圖 3-8、圖 3-9、圖 3-10 為三個頻段(5.2975GHz、5.5698GHz、5.7925GHz)的 2D 場型圖，圖 3-8 在 x-z 平面上 Eφ呈現出 8 字型輻射場型，在 y-z 平面上 Eө也 是呈現出 8 字型的輻射場型。圖 3-9 和圖 3-10 也都呈現相似的輻射場，8 字型應 該是指向性的圖型架構，但因為兩個 8 字型互相彌補了增益地方，所以整體的輻 射場型還是全向性的輻射場型。 圖 3-11、圖 3-12 為環形槽孔天線 5.2975GHz 的模擬天線增益與效益，頻寬 約 為(5.0005~5.4955GHz) ， 從 圖 中 可 以 觀 察 到 ， 5.2975GHz 增 益 值 大 約 在 2.1~-2.4dBi，效率在 83~93%，兩項標準都在設計規格內。 圖 3-13、圖 3-14 為環形槽孔天線 5.5698GHz 的模擬天線增益與效益，頻寬 約 為(5.2728~5.7430GHz) ， 從 圖 中 可 以 觀 察 到 ， 5.5698GHz 增 益 值 大 約 在 2.2~-2.4dBi，效率在 81~93%，兩項標準都在設計規格內。 圖 3-15、圖 3-16 為環形槽孔天線 5.7925GHz 的模擬天線增益與效益，頻寬 約 為(5.5450~5.9657GHz) ， 從 圖 中 可 以 觀 察 到 ， 5.7925GHz 增 益 值 大 約 在 2.4~-2.6dBi，效率在 80~93%，兩項標準都在設計規格內。

25

圖 3-11 5.3GHz 增益模擬圖

26

圖 3-13 5.5GHz 增益模擬圖

27

圖 3-15 5.8GHz 增益模擬圖

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3-4 模擬調變微帶線之探討

3-4-1 模擬調變微帶線長度之變化

圖 3-17 調變微帶線長度之變化圖 圖 3-17 所示為調變微帶線長度之變化圖，改變微帶線 L 的尺寸，由 15.5mm 到 13.5mm 之變化，由圖 3-18 得知，當 L 長度為 15.5(mm)時，匹配較不佳，因 為微帶線過長，只有少部分的訊號直接耦合至接地面，大部分的訊號輻射出去， 導致訊號量反而減少，依序變化，當 L 長度為 14.5(mm)時，訊號通過量為最大， 阻抗匹配最佳，訊號幾乎都有耦合至接地面，為 L 的最佳值，當 L 長度為 13(mm) 時，因為微帶線較短，約在 5.5GHz 的頻段阻抗匹配變差，反而在高頻 8.3GHz

29

產生匹配，由調變微帶線長可得知，當 L 為 15.5mm 到 13.5mm 時，頻率由低頻 往高頻移動。

圖 3-18 調變微帶線長度之頻率響應圖

30

圖 3-19 為環形槽孔天線的電流分佈圖，當微帶線電流耦合於接地面槽孔周圍 時，槽孔兩側電流之流量較大，由此可知兩側槽孔周圍會影響此天線的中心頻率， 當長度 為 15.5(mm)時，電流強度通過量很小，是因為中心頻率已經偏移至 5.2975GHz，電流訊號量不在此頻段上，導致電流量較小。

31

3-4-2 模擬改變微帶線之變化

圖 3-20 改變微帶線之變化圖 圖 3-20 為改變微帶線之變化圖，利用改變微帶線來探討對環形槽孔天線 之影響，由圖 3-21 電流分佈圖來分析，當改變改變微帶線上端的寬度，寬度增加 時，電流訊號通過量越來越小，原因是寬度增加，訊號可能從兩側輻射出去，導 致只有少部分的訊號耦合至接地面，接地面槽孔的幾乎沒有電流，再由圖 3-22 可 得知，寬度增加，阻抗匹配越差，少量訊號有通過，大部分的訊號則直接從微帶 線上端輻射出去，探討之後，圖 3-20(I)為最佳值，頻率響應的中心頻率和頻寬符 合於本論文之標準。

32

圖 3-21 改變微帶線之電流分佈圖

33

3-5 模擬探討調變環形槽孔之變化

3-5-1 模擬改變環形槽孔架構之變化

圖 3-23 為六種不同天線的架構，利用不同之架構來比較對中心頻率 5GHz 之 影響，圖 3-24 為四種不同天線架構之電流分佈圖以及圖 3-25 為不同架構之頻率 響應圖，比較兩圖得知，圖 3-24(A)電流之強度於環形槽孔兩側決定於中心頻率 5GHz，圖 3-24(B)和圖 3-24(C)利用分段方式破壞接地兩側槽孔結構，圖 3-24(B) 之結果電流強度於兩側，但分段後阻抗匹配來的比圖 3-24(A)來的較差，因為分段 某些電流無法耦合過去，導致電流強度減少，圖 3-24(C)兩側分段破壞槽孔結構， 導致電流無法耦合至上半部，圖 3-23(D)、圖 3-23(E)、圖 3-23(F)利用分段之方式， 幾乎無電流通過，再由圖 3-25 頻率響應圖來比較，因為圖 3-23(D)、圖 3-23(E) 、 圖 3-23(F)主要頻段落於高頻，低頻的部分沒有匹配，導致不影響於 5GHz，因此利 用六種不同之架構比較之下，仍然是採用圖 3-23(A)之架構，採不分段之方式，對 於中心頻率 5GHz 影響較大，分段方式，則讓頻率偏移，不能達到最佳值，無法改 變本論文標準之中心頻率。

34

圖 3-23 改變環形槽孔結構之變化圖

35

36

3-5-2 模擬改變環形槽孔寬度架構之變化

圖 3-26 為改變內圓半徑增加槽孔寬度之變化圖，從圖 3-27 電流分佈中可看 出，當 R1 越小槽孔越大時，電流通過量越少，因為當槽孔越大時，微帶線上之 電流，在前端就已將大部分電流耦合至接地槽孔，所以到末端幾乎沒有電流通過， 再由圖 3-28 來分析，當改變 R1 半徑增加槽孔寬度時，阻抗匹配越來越差，大部 分的訊號反射出去，分析比較之後 R1 為 6.9mm 時，為本論文所需之最佳值，達 到所需之標準。 圖 3-26 改變環形槽孔寬度架構變化圖 表 3-3 天線調變參數之尺寸 參數 1 2 3 4 5 尺寸 (mm) 6.9 6.4 5.9 5.4 4.9

37

圖 3-27 改變環形槽孔寬度架構之電流分佈圖

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3-5-3 模擬改變槽孔形狀架構之變化

圖 3-29 所示，為三種不同槽孔形狀之架構圖，由三種不同架構之比較探討， 圖 3-29(A)為本論文之架構，利用本論文之架構將其作相同之邊長，改變不同形 狀後之變化，探討電流分佈、頻率響應、場型以及增益和效率來驗證是否有所不 同，或者是相同。 圖 3-29 改變槽孔形狀架構圖 如圖 3-30(A)、(B)、(C)所示，接地面之槽孔電流分佈大約都在槽孔的兩側 周圍，然而微帶線上的電流，圖 3-30(B)所示，可以發現經過接地面槽孔後，電 流幾乎沒有通過，可能是因為微帶線靠近三角形槽孔上半部的周圍，電流直接在 前端耦合至接地背面槽孔，導致微帶線前端幾乎沒有電流通過。圖 3-30(C)，也 是一樣，但是微帶線離方形周圍還有一點距離，直接耦合的電流量並沒有那麼多， 卻是慢慢將電流耦合至接地背面的方形槽孔。 如圖 3-31 所示，利用頻率響應圖做分析，三角形架構之槽孔的中心頻率約 在 7GHz，再經由圖 3-30(B)電流分佈圖判斷下，也可以解釋，中心已偏移至高頻， 所以頻率在 5.3GHz，圖 3-30(B)微帶線上不會有電流通過。而方形槽孔也偏移至

39

高頻，在高頻 7.9GHz 的部分，產生較佳之匹配，方形槽孔對 7.9GHz 之影響較大， 所以改變槽孔架構，對中心頻率產生不同之變化。

圖 3-30 改變槽孔形狀架構之電流分佈圖

40

圖 3-32 環形槽孔 2D 場型圖(f=5.3GHz)

41 圖 3-34 方形槽孔 2D 場型圖(f=5.3GHz) 圖 3-32、圖 3-33、圖 3-34 為三個不同槽孔形狀的 2D 場型圖，圖 3-32 在 x-z 平面上 E_φ呈現出 8 字型輻射場型，在 y-z 平面上 E_ө也是呈現出 8 字型的輻射場 型。圖 3-33 和圖 3-34 也都呈現相似的輻射場，8 字型應該是指向性的圖型架構， 但因為兩個 8 字型互相彌補了增益，所以整體的輻射場型還是全向性的輻射場型。 在圖 3-33 中的 2D 場型圖可看出，圖形還是呈現一個圓球狀。隨著頻率愈高，共 振路徑越短，整體的輻射場型的扭曲情形會越明顯，所以在 5.2975GHz 的全向性 場型並沒有呈現很完整的一個圓弧型態，會有一些失真的現象產生，三種不同槽 孔形狀下比較，仍有些微的不同。

42

圖 3-34 5.3GHz 環形槽孔增益模擬圖

43

圖 3-36 5.3GHz 三角形槽孔增益模擬圖

44

圖 3-38 5.3GHz 方形槽孔增益模擬圖

45 圖 3-34、圖 3-35 為環形槽孔天線 5.3GHz 的模擬天線增益與效益，頻寬約為 (5.0005~5.4955GHz)，從圖中可以觀察到，5.3GHz 增益值大約在 2.1~2.4dBi，效 率在 83~93%，兩項標準都在設計規格內。 圖 3-36、圖 3-37 為三角形槽孔天線 5.3GHz 的模擬天線增益與效益，頻寬一 樣 約 為(5.0005~5.4955GHz) ， 從 圖 中 可 以 觀 察 到 ， 5.3GHz 增 益 值 大 約 在 2.02~2.2dBi，效率在 89~91%。圖 3-38、圖 3-39 為方形槽孔天線 5.3GHz 的模擬 天線增益與效益，頻寬一樣約為(5.0005~5.4955GHz)，從圖中可以觀察到，5.3GHz 增益值大約在 2.15~2.55dBi，效率在 90~92%。從改變槽孔形狀後可以觀察到， 增益大致相同，都有約在 2dBi 以上，而效率一樣約在 80%，而三角形槽孔和方 形槽孔，因為改變形狀，中心頻率有往高頻移動，但卻不影響此天線的增益和效 率。

46

3-6 模擬多環形槽孔天線架構之探討

3-6-1 模擬多環形槽孔架構設計之解析

圖 3-40 多環形槽孔槽孔天線之架構圖 本論文所提出的多環型槽孔天線，由三個環形槽孔所組成，並將其環形槽 槽孔下半部予以分段，此環形槽孔天線製作尺寸為 20×20mm2_{，基板厚度為 1.6mm} 且介電係數(εr)為 4.4 的 FR4 板上， Wf是微帶線的線寬為 3mm，L 是微帶線的 線長為 15.5mm，如圖 3-40 所示。表 3-4 為天線中各參數的尺寸。 表 3-4 天線之各參數 Parameter r1 r2 r3 r4 r5 r6 dimension (mm) 2.2 4.2 5.1 6 6.9 7.8 Parameter C1 C2 C3 C4 C5 dimension (mm) 1.5 1.5 1 2 1 根據方程式公式𝑓𝑓0≈_{𝜋𝜋(𝑎𝑎1}𝑐𝑐_+𝑎𝑎2)× �𝜀𝜀_2𝜀𝜀𝑟𝑟+1_𝑟𝑟其中 c 是光速為 3×108，f 為中心頻率，ℰ𝑟𝑟是

47 介電係數為 4.4，經由公式推算後，在 f 中心頻率為 5.2728GHz 的時候，此圓形 槽孔最外圍的圓半徑約 7.8mm，利用此公式計算出來的圓形，形成三個小環型槽 孔，藉由三個環形槽孔所共振的頻率點，然而利用分段的方式改變環形槽槽孔下 半部，調整中心頻率點，依據不同寬度的分段方式以及不同角度擺設來微調中心 頻率，圖 3-41 為多環形槽孔天線頻率響應圖。 圖 3-41 多環形槽孔槽孔天線之頻率響應圖

48

3-6-2 模擬拆解多環形槽孔架構之解析

本文利用 HFSS 模擬軟體設計天線的架構並利用網路分析儀(HP8719ES)量測 實體的頻率響應圖驗證天線的特性曲線。圖 3-42 為三種槽孔天線不同架構，圖 3-42(a)為單一環形槽孔天線，經由圓盤公式計算出半徑值，如圖 3-43 所示，模 擬後激發出中心頻率大約 5.1GHz，阻抗匹配達到-10dB 以下，未達到所需標準， 因而將(a)外環槽孔內部結構做改變，形成圖 3-42(b)，如圖 3-43 模擬後可以發現 中心頻率約 9.3GHz 大幅的往高頻移動，再將圖 3-42(b)之結構做改變，形成圖 3-42(c)，中心頻率約 9.5GHz，仍然往高頻移動，因此增加環形槽孔會導致中心 頻率往高頻移動。 圖 3-42 多環形槽孔天線之架構圖

49

50

3-6-3 模擬利用分段方式應用於多環形槽孔架構之解析

改變槽孔內部結構後，發現頻率幾乎都往高頻移動，因此利用分段方式改變 槽孔結構，調整波長的長短，如圖 3-44 和圖 3-45 所示。其中圖 3-44(I)的架構中 心頻率落於高頻，利用分段方式來調變至所需之頻段，因此增加分段形成圖 3-44(II)的架構，訊號仍然是產生不匹配現象，這兩段影響所需之中心頻率並不 明顯，再將圖 3-44(II)結構改變成圖 3-44(IV)架構，頻率響應達到阻抗匹配，中 心頻率為 5.1GHz，藉此發現槽孔下方結構的改變能夠調整中心頻率，於是在中 心點的負 45 度角處增加分段形成圖 3-44(V)的架構，再次證實改變槽孔下半部的 結構會影響中心頻率，再於中心點處負 135 度角增加分段形成圖 3-44(VI)的架構， 中心頻率微調至 5.2GHz，阻抗匹配到達-10dB 以下，頻寬約 300MHz，達到所需 之標準。 圖 3-44 多環形槽孔天線分段之架構圖

51 圖 3-45 多環形槽孔天線分段架構之頻率響應圖 由圖 3-46 電流分佈分析得知，利用多分段方式，可增加電流之強度，圖 3-46(II) 至圖 3-46(VI)所示，當無分段方式，電流從微帶線耦合饋入至接地面多環形槽孔 時，會因為環狀多，耦合的部分訊號會從槽孔輻射出去，導致訊號量不大；而利 用分段方式，微帶線耦合至接地面的電流訊號，會從分段的區域流通，導致分段 區域的電流量較強。本研究所需之 5.2GHz 頻段，由電流分佈觀察，此頻段之電 流量集中於多環形槽孔的上半部，由此可知，槽孔之上半部決定中心頻率。

52

53

3-7 環形槽孔天線與多環形槽孔天線之探討比較

本節針對環形槽孔天線與多環形槽孔天之特性作一比較與探討，兩種不同結 構比較，如圖3-47 所示，環形槽孔天線的阻抗匹配較佳，頻寬也來得較大。 圖 3-47 環形槽孔天線與多環形槽孔天線之頻率響應圖 再由圖 3-48 電流分佈圖來比較分析，電流強度集中於槽孔的上半部兩側位 置，由此可再次確定，槽孔的上半部兩側是決定 5GHz 頻段，對中心頻率影響極 大，圖 3-48(B)可察覺微帶線上中間部分卻無電流訊號通過，原因可能大部分電 流先耦合至接地面槽孔，使得中間部分無電流通過。

54 圖 3-48 環形槽孔天線與多環形槽孔天線之電流分佈圖 圖 3-49、圖 3-50 為環形槽孔天線與多環形槽孔天線的 2D 場型圖，圖 3-49 在 x-z 平面上 Eφ呈現出 8 字型輻射場型，在 y-z 平面上 Eө也是呈現出 8 字型的 輻射場型。圖 3-50 也呈現相似的輻射場，槽孔的共振路徑較短，整體的輻射場 型的扭曲情形會越明顯，所以在多還槽孔天線的全向性場型並沒有呈現很完整的 一個圓弧型態，會有一些失真的現象產生，8 字型應該是指向性的圖型架構，但 因為兩個 8 字型互相彌補了增益，所以整體的輻射場型還是全向性的輻射型。 圖 3-51、圖 3-52 為環形槽孔天線 5.3GHz 與多環形槽孔天線 5.2GHz 的模擬 天線增益與效益，頻寬約為(5.0005~5.4955GHz)，從圖中可以觀察到，5.3GHz 增益值大約在 2.1~-2.4dBi，效率在 83~93%，5.2728GHz 增益值大約在 2.1~-1.7dBi， 效率在 69~74%。多環形槽孔天線槽孔的共振路徑較短，影響整體效率值，導致 比環形槽孔天線來的差。

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圖 3-49 2D 場型圖(f=5.304GHz)

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圖 3-51 5304MHz 增益模擬圖

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圖 3-53 5272MHz 增益模擬圖

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3-8 結果與討論

本章利用 HFSS 模擬軟體模擬來模擬調變環形槽孔天線，在 3-3 節成功調變 出 5G WiFi 於台灣開放使用之三個頻段 5250~5330MHz、5490~5710MHz、 5725~5825MHz，架構之差異不大，利用改變整體之圓面積，來調變出此三個頻 段。 在 3-4 節，模擬改變微帶線之變化情況，微帶線寬度固定不變，而改變長度 以及利用 T 型微帶線來變化，改變參數後所呈現之數值，並無原先的佳，探討 出原先的參數，為此天線之最佳值。 在 3-5 節，模擬改變環形槽孔之架構，利用相同之參數，不同之形狀，呈現 之數值，差異性大，三角形與方形槽孔天線，中心頻率偏移至高頻，改變形狀對 於高頻的影響較大。 而 3-6 節中，模擬利用多環形槽孔來調變 5G WiFi 之頻段，於 3-7 節中來與 環形槽孔天線比較差異性，多環形槽孔天線架構複雜，參數所呈現之數據來的比 環形槽孔天線較差，越複雜之架構，所呈現之數據並不會較佳。 第四章將會呈現實作之數據，並且與模擬之數據，兩組數據將互相比較、分 析與探討。

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第四章 環形槽孔天線實作之探討

4-1 環形槽孔天線實作與量測

利用HFSS模擬軟體模擬出頻率響應，進行天線的尺寸微調，找出最佳值後， 使用曝光機圖(4-1(A))將圖形曝光至FR4基板上，曝光時間為480秒，接著使用顯 影劑讓圖形顯現出來，最後用蝕刻機(圖4-1(B))將多餘之銅導體部分蝕刻去除， 天線完成實做之後，利用網路分析儀(圖4-1(C) (HP8719ES))量測天線的頻率響應 圖。

(A)

(B)

(C)

圖 4-1 天線實作量測器材(A)曝光機(B)蝕刻機(C)網路分析儀

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圖 4-2 為量測的頻率響應圖。在量測中，(A)頻段為 5250~5330、(B)頻段為 5490~5710、(C)頻段為 5725~5825。圖 4-24 為天線實體圖。

圖 4-2 環形槽孔天線實作三頻段之頻率響應圖

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4-2 環形槽孔天線模擬與實作比較

4-2-1 模擬與量測比較

圖 4-4、圖 4-5、圖 4-6 為模擬與量測的頻率響應比較圖。在模擬中，此天線 的中心頻率為 5.3/5.5/5.8GHz，三個頻段的模擬結果 S11皆低於-10dB，三個頻段 頻寬分別為 4.9783~5.5164GHz/5.2745~5.7584GHz/5.5461~5.9657GHz，皆符合本 設計的規格。量測方面，5.5/5.8GHz 的頻率響應量測和模擬上有匹配上的落差， 中心頻率都有些微偏移，S11也都有達到-10dB，頻寬部分和阻抗匹配也比模擬來 的更好。 圖 4-4 環形槽孔天線(5250~5330GHz)模擬與實作之頻率響應圖

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圖 4-5 環形槽孔天線(5490~5710GHz)模擬與實作之頻率響應圖

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4-2-2 各特性之模擬與實作量測比較

圖 4-7、圖 4-8 為 5.3GHz 模擬與量測之天線增益與輻射效率，(A)為量測之 天線增益與輻射效率，其量測出的 5.3GHz 增益值在中心頻率時達到 4.6dBi 以上， 輻射效率則有達到 65%以上。(B) 模擬值 5.3GHz 的增益為 2.35dBi，輻射效率為 89%兩者皆有達到應用於 5G WiFi 天線之規格。 0 圖 4-7 5.3GHz 天線增益(A)實作量測(B)模擬

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65 圖 4-9、圖 4-10 為 5.5GHz 模擬與量測之天線增益與輻射效率，(A)為量測之 天線增益與輻射效率，其量測出的 5.5GHz 增益值在中心頻率時達到 1.9dBi 以上， 輻射效率則有達到 26-47%。(B) 模擬值 5.5GHz 的增益為 2.33-2.45dBi，輻射效 率為 81-93%兩者皆有達到應用於 5G WiFi 天線之規格。 圖 4-9 5.5GHz 天線增益(A)實作量測(B)模擬 圖 4-10 5.5GHz 天線輻射效率(A)實作量測(B)模擬

66 圖 4-11、圖 4-12 為 5.8GHz 模擬與量測之天線增益與輻射效率，(A)為量測 之天線增益與輻射效率，其量測出的 5.8GHz 增益值在中心頻率時達到 4dBi，輻 射效率則有達到 17-56%。(B) 模擬值 5.8GHz 的增益為 2.68dBi，輻射效率為 88% 兩者皆有達到應用於 5G WiFi 天線之規格。 圖 4-11 5.8GHz 天線增益(A)實作量測(B)模擬 圖 4-12 5.8GHz 天線輻射效率(A)實作量測(B)模擬

67 圖 4-13、圖 4-14、圖 4-15 在 x-z 平面上 E_φ呈現出 8 字型輻射場型，在 y-z 平面上 Eө也是呈現出 8 字型的輻射場型。8 字型應該是指向性的圖型架構，但 因為兩個 8 字型互相彌補了增益地方，所以整體的輻射場型還是全向性的輻射場 型。實作部分因為能量從微帶線饋入，饋入至尾端後部分能量從基板輻射出，導 致場型部分區塊能量較弱。 (A) (B) 圖 4-13 5.3GHz 天線輻射場型(A)實作量測(B)模擬

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(A)

(B)

69

(A)

(B)

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4-3 結果與討論

本章成功的提出一種應用於 5G WiFi 之環形槽孔天線，在實作會有頻率些微 偏 移 ， 阻 抗 實 作 來 的 比 模 擬 還 佳 ， 使 天 線 能 夠 有 效 的 實 現 5.3GHz(5.250~5.330GHz)、5.5GHz(5.2745~5.7584GHz)、5.8GHz(5.725~5.825GHz) 應用頻段。 在實作方面我們發現，環形槽孔天線在特性的量測上，與模擬的特性比較起 來，增益方面量測值在中心頻率上都比模擬值要來的較好，輻射效率和輻射場型 則是會略有誤差值存在，輻射場型還是呈現全向性的輻射場型。

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第五章 結論

在本論文中，我們提出了一種應用於 5G WiFi 環形槽孔天線設計，槽孔天線 設計由一個微帶線為主體，加上耦合接地背面環形槽孔共振產生 5G 頻段的操作， 並且達到我們所設計之頻段範圍內。 本論文於第三章提出一種應用於 5G WiFi 環形槽孔天線，兩種天線架構的尺 寸皆為 20×20×1.6mm3_{。在 3-3 節成功調變出 5G WiFi 於台灣開放使用之三個頻} 段 5250~5330MHz、5490~5710MHz、5725~5825MHz，架構之差異不大，利用改 變整體之圓面積，最終達到控制頻段 5.3/5.5/5.8GHz 三個操作頻段，頻寬各為 4.978~5.516GHz、5.274~5.758GHz、5.546~5.965GHz。 第四章提出環形槽孔天線實作與模擬之比較，在實作會有頻率些微偏移，實 作的阻抗來的比模擬還佳，頻寬也來的比模擬還寬，使天線能夠有效的實現 5.3(5.250~5.330GHz)、5.5GHz(5.2745~5.7584GHz)、5.8GHz(5.725~5.825GHz)應 用頻段。實作頻段範圍為 5.3GHz(4.909~5.590GHz)、5.6GHz(5.028~5.862GHz)、 5.7GHz(5.433~6.000GHz)。

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