總結

對本論文做一總結，並建議未來的研究方向。

第二章、非接觸型電能傳輸系統之工作原理

2-1 前言

非接觸型電能傳輸系統最大的特色是不需直接經由電力線來傳 輸能量，而是利用一非接觸型變壓器(noncontact transformer)藉由電磁 耦合的變化將一次側能量傳送至二次側電路。由於非接觸型變壓器之 偶合係數較小，所以非接觸型電能傳輸系統又被稱作為弱耦合感應電 能 傳 輸 系 統(loosely coupled inductive power transfer system，

LCIPTS)。也因為非接觸型變壓器之耦合係數較小，所以一次側之能

量不易傳輸至二次側電路，使得系統傳輸效率不甚理想。為了改善非 接觸型電能傳輸系統傳輸效率不良的問題，最有效的方法就是利用阻 抗匹配的方式來做補償，以提高傳輸效率。

2-2 非接觸型電能傳輸系統基本原理

非接觸型電能傳輸系統傳輸效率不佳的原因在於其變壓器可分 離的關係，使得變壓器之漏電感甚大，磁化電感甚小，以致於耦合係 數較一般密耦合變壓器小。為了以利後續的設計與分析，所以先對其 非接觸型變壓器之特性做一簡介。然而針對各種不同的需求以及應 用，非接觸型電能傳輸系統的電路架構也會有所不同，所以在本節將 介紹幾種基本阻抗匹配之電路架構。

2.2.1 非接觸型變壓器介紹

圖2.1 為本論文所使用之非接觸變壓器實體圖。其中一次側鐵心 及其繞組N₁和二次側鐵心及其繞組N₂是可移動的，因此氣隙的大小 可以隨著應用上的不同來作改變。

一次側鐵心 二次側鐵心

N1 N₂

ν1

i1

gap (氣隙)

ν2

i2

圖2.1 非接觸型變壓器實體圖

圖 2.2 為非接觸型變壓器之互感等效模型，其中ν₁、i 代表一次₁ 側電壓及電流，ν₂、i 則是代表二次側的電壓及電流，而₂ L 、₁ L 代表₂ 變壓器在氣隙固定之情況下一次側及二次側的自感， M 則為其互 感。圖2.3 為非接觸型變壓器之漏感等效模型，L 為一次側漏電感、_a

L 為二次側漏電感、b L 為磁化電感、 n 為匝數比。非接觸型變壓器_m

與一般密耦合變壓器之間最大的不同便是耦合係數 k ，其定義如下

1 2

k M

= L L

⋅ ，0≤ ≤ k 1 (2.1)

M

L1 L2

i

1

i

₂

v

1

v

₂

圖2.2 非接觸型變壓器之互感等效模型

1:n

L

a

L

b

L

m

i

1

ν

1

i

2

ν

2

圖2.3 非接觸型變壓器之漏感等效模型

2.2.2 非接觸型電能傳輸系統基本架構

由電路學基本原理可得知，非接觸型變壓器之漏電感甚大，磁化 電感甚小，電力傳輸效率低，可用電容加以補償改善，因此，利用阻 抗匹配的方式來做補償，最能有效的改善其系統傳輸效率，並且將補 償後的電路操作於系統共振頻率，以獲得最大的功率輸出[11]~[14]。 本節所謂的基本架構就是指在一次側和二次側僅需分別串聯(series)

或並聯(parallel)一個電容來做補償。阻抗匹配的基本電路可分為四種

架構：(a)串串聯(SS)型 (b)串並聯(SP)型 (c)並並聯(PP)型 (d)並串聯 (PS)型，如圖 2.4 所示。這四種架構因為補償方式的不同，所產生的 電力傳輸特性也有所不同，因此可以根據不同的應用來選擇適合的架 構。

C1

i1

ν1 L₁ L₂

C2

i2

ν2

M

(a) 串串聯(SS)型

C1

i1

ν1 L₁ L₂ C₂

i2

ν2

M

(b) 串並聯(SP)型

C1

i1

ν1 L₁ L₂ C₂

i2

ν2

M

(c) 並並聯(PP)型

C1

i1

ν1 L₁ L₂

C2

i2

ν2

M

(d) 並串聯(PS)型

圖 2.4 阻抗匹配之基本電路架構

2-3 串並聯型阻抗匹配電路參數之決定

當系統輸入為電壓源時，串聯電容可提高輸入電壓容量；而當系 統輸出為電流源時，並聯電容則可以提高輸出電流容量，所以一次側 串聯電容補償而二次側並聯電容補償之系統架構，非常適合於輸入為 電壓源之充電器，因此本論文針對串並聯(SP)型之非接觸型電能傳輸 系統之特性來進行說明。

2.3.1 串並聯型阻抗匹配電路參數之通式

首先假設系統中各元件均為理想化元件，同時假設係處於弦波穩 態之狀況下，且輸出電壓及電流亦均為正弦波。圖2.5 為串並聯非接 觸型電能傳輸系統之相量電路圖，其中R 為一等效的電阻負載。_ac

1

1 j Cω

2

1

j Cω ^V2 I2

I1

V1 j Lω ₁ j Lω ₂

Zin Z_r Z_S

Rac

j Mω

圖 2.5 串並聯非接觸型電能傳輸系統之相量電路圖

根據圖2.5，可分別求出Z 、_S Z 及_r Z ：_in

2 2

由式(2.7)代入式(2.8)~式(2.10)整理後可得系統的最佳參數值條

上式中

( )

²

, ( ) , ( ) , ( )

S I O S I H S I L

P

ω

≥ P

ω

= P

ω

(2.24)

由上述結果可知該 SP-LCIPTS 在其最佳參數值之充分條件下，

共有三個可工作於最小輸入伏安容量的工作頻率，即

ω

_L、

ω

_O及

ω

_H。 其中

ω

_L及

ω

_H與交流電阻負載

R

_ac及耦合係數k有關，但

ω

_O則相對的 保持定值。圖2.6 與圖2.7所示分別為

ω

_L、

ω

_O及

ω

_H與交流電阻負載

R

ac關係圖與輸出功率與頻率關係圖。

圖2.6

ω

_L、

ω

_O及

ω

_H與交流電阻負載

R

_ac關係圖

由圖 2.7 可知實際對應此局部極值頻率

ω

_O，在滿足輸入端單位功因 之條件下，當系統輸入為電壓源時，在

ω

_O點之輸出功率為局部最小 值，而在

ω

_L^及

ω

之輸出功率則均為局部最大值且兩者大小相等；然

而在系統輸入為電流源時，在

ω

_O點之輸出功率為局部最大值，而在

ω

L^及

ω

_H之輸出功率則均為局部最小值且兩者大小相等。因此，若系 統輸入為電壓源時，

ω

_L^及

ω

_H為最佳選擇；反之系統輸入為電流源 時，

ω

_O^{才是最佳頻率。}

圖2.7 輸出功率與頻率關係圖

2.3.2 一、二次側共振頻率相同時之特例

在上一小節中已導出串並聯型阻抗匹配電路參數之通式，利用此 通式求出C₁、C₂之最佳化參數值，以補償非接觸型變壓器先天耦合 不良之缺點。本節將特別設計C₁及C₂，在固定負載的情況下使一、

二次側共振頻率相同，並且利用此特例來簡化在上一小節中較為複雜 的ω_L及ω_H，同時亦有助於對非接觸型電能傳輸系統能有更進一步的

了解。

此特例是要使一次側共振頻率ω₁等於其二次側共振頻率ω₂，因

( )

( )

P

S

θ

'

ω

L

ω

_O^'

ω

_H^'

Ps

|S|

θ

, S

ω

a

ω

_b ^θ

圖2.8 工作頻率ω對「視在功率S 」、「輸出功率P_S」及「相位差θ 」 之理論曲線圖

為了驗證所提理論之正確性，吾人以商用軟體 Matlab 及 IsSpice 來進行模擬。

模擬參數之數值如下所示：

非接觸型電能傳輸系統之輸入定電壓源有效值： V₁ =36 V_rms 非接觸型變壓器一次側自感： L₁=324.1 μH

非接觸型變壓器二次側自感： L₂ =22.76 μH 非接觸型變壓器耦合係數：k =0.645

非接觸型變壓器一次側補償電容： C₁=0.082 Fμ 非接觸型變壓器二次側補償電容： C₂ =0.675 Fμ 交流電阻負載值：R_ac = Ω9

系統操作頻率：ω =10 kHz 2 ~80 kHz 2× π × π (rad/s)

下列圖 2.9~圖 2.11 分別為ω_L^' 、ω_O^' 及ω_H^' 時變壓器一次側之輸入 電壓與電流波形。

2 1

199M 199M 199M 200M 200M

WFM.1 VP vs. TIME in Secs

VP in Volts

8.00

199M 199M 199M 200M 200M

WFM.1 VP vs. TIME in Secs

VP in Volts

4.00

2 1

199M 199M 199M 200M 200M

WFM.1 VP vs. TIME in Secs

VP in Volts

8.00

圖2.12 工作頻率ω對相位差θ 之關係圖

圖2.13 工作頻率ω對視在功率S 之關係圖

圖2.14 工作頻率ω對輸出功率P_S之關係圖

2-4 六種操作模式下之交流輸出

根據2-3 節所得到的結果，本節將逐一探討當系統操作在三個不 同工作頻率ω_L、ω_O及ω_H，且其輸入電源模式分別為電壓源或電流源 時，電路在六種操作模式下之交流輸出情況。

1. 輸入電源模式為一定電壓源 V ： ₁

(I) 操作模式一：系統工作頻率為ω_L

由圖2.5 可得知變壓器二次側功率P_S為

2

S I2 ac

P = ⋅R (2.41)

當系統工作頻率為ω_L時，輸入側虛功率為零，且假設系統無

2

( )

1

當系統工作頻率為ω_H時，輸入側虛功率為零，且假設系統無

由圖2.5 可得知變壓器二次側功率P 為 _S

2

當系統工作頻率為ω_H時，輸入側虛功率為零，且假設系統無

表2.2 六種操作模式下之交流輸出情況

而與負載R 無關。所以當輸出負載_ac R 變動時，可利用變頻控制來使_ac 系統輸入側為零相位頻率，再利用脈波寬度調變(PWM)控制系統輸入 電源形式為定電壓源或定電流源，即可達成控制系統輸出為定電壓或 定電流之目的。其優點如下:

1.可以將控制電路設計在非接觸型變壓器的一次側，克服變壓器二次 側輸出難以控制的問題，且因控制電路都設計在一次測，所以能確 切符合非接觸型變壓器之ㄧ、二次測鐵心繞組可分離的特性。

2.可輕易實現單級控制電路，提高整體系統效率及降低成本。目前典 型的控制方式是在諧振反流器使用變頻控制以達到零相位頻率；而 在二次側整流電路後使用區域脈波寬度調變控制(Local-PWM)以控 制輸出電壓（電流）。然而由於變壓器可分離之緣故，需另外設計 非接觸式的回授電路，因此會造成系統成本的增加與效率降低的問 題。

下列以一假設數值來驗證圖2.5 所示之串並聯型弱耦合感應電能 傳輸系統(SP-LCIPTS)在六種操作模式下之交流輸出情況。

其電路之參數值如下所示：

SP-LCIPTS 之輸入定電壓源有效值： V₁ =36 V_rms SP-LCIPTS 之輸入定電流源有效值： I₁ =1 A_rms 非接觸型變壓器一次側自感： L₁=324.1 Hμ 非接觸型變壓器二次側自感： L₂ =22.76 Hμ

非接觸型變壓器一次側補償電容： C₁=0.082 Fμ

則系統輸出為一定電壓源 V ，如圖 2.16 所示。 ₂

9 11 13 15 17 19 21 23 25 27

(v) 操作模式五之驗證：

9 11 13 15 17 19 21 23 25 27

第三章、非接觸型切換式充電器之設計與分析

3-1 前言

本章節主要是利用第二章所提出的非接觸型電能傳輸系統的理 論基礎，再搭配一橋式整流器以及一輸出濾波電路來完成非接觸型充 電器之電路架構。另外，並討論在交流輸出時之負載電阻R 與在直_ac 流輸出時之負載電阻R 之間的數學關係式，以解決在直流電路設計_dc 時所遇到之問題。最後，再將非接觸型電能傳輸系統之複雜的數學公 式，重新的整理出一套簡易的參數設計準則，以省略許多繁雜的計算 以及事務過程，如此一來便可以方便的設計出所需之非接觸型電能傳 輸系統功率電路。

3-2 直流輸出之電路架構

本論文主要目的為研製一非接觸型切換式充電器，所以除了根據 第二章所述之基本電路架構外，需在其後級電路外加一橋式整流器及 濾波電路來達成目的。如圖 3.1 為直流輸出之電路架構圖，其中R 為_dc 直流電阻負載，首先，暫且先令R 等於圖 2.5 中的交流電阻負載_dc R ，_ac 接著再來探討R 與_dc R 之間的差異。 _ac

Rdc

v

2

i

₂

( ) ( )

當非接觸型切換式充電器被設計操作於高頻，且濾波電感L 及_f 濾波電容C 均足夠大時，由式(3.1)可重新寫成 _f

'

O f '

f

Z L 1 ω C

= −ω (3.4)

從上式(3.4)可得知，當輸出濾波電感L_f極大時，Z 值也跟著變_O 大，所以會使得二倍頻的電流諧波i_d,2ω =v_d,2ω Z_O 之值極小且趨近於 零。如此，便可以假設直流負載R 上僅有直流成分_dc I 存在，基於此_O 假設可得變壓器二次側電流i 為一交流方波。如圖 3.5 所示，變壓器₂ 二次側的輸出電壓、電流分別為v 和₂ i ，而經過全波整流後的電壓、₂

從上式(3.4)可得知，當輸出濾波電感L_f極大時，Z 值也跟著變_O 大，所以會使得二倍頻的電流諧波i_d,2ω =v_d,2ω Z_O 之值極小且趨近於 零。如此，便可以假設直流負載R 上僅有直流成分_dc I 存在，基於此_O 假設可得變壓器二次側電流i 為一交流方波。如圖 3.5 所示，變壓器₂ 二次側的輸出電壓、電流分別為v 和₂ i ，而經過全波整流後的電壓、₂

在文檔中 非接觸型切換式鉛酸電池充電器之研發 (頁 22-125)