一、參加會議經過
此出國報告書為此次參加 IEEE MTT-S (微波理論及技術協會) 在新加坡舉辦的亞洲太平洋微 波 研 討 會 (Asia-Pacific Microwave Conference,APMC2019) 的學習心得。此次會議舉辦日期為 12/10~12/13 四天，地點位於新加坡金沙國際會議中心。筆者本人於 12/9 搭乘飛機至新加坡轉市區 Microwave/mm-wave Applications、RF Wireless Power for Low Power Applications、MicroMicrowave/mm-wave Biomedical applications，
在這些時間，我看到各國的演講方式和精彩的內容，聽到各式各樣口音，尤其對日本來的講者的口 音最為特別，也發現並不是每位講者的英文口說都很流利，讓我更有信心，最後會議是 RF and Microwave ICs 也是我要上台報的會議，在我演講結束後，雖然台下觀眾沒有舉手問問題，但主席
計畫編號 MOST 107－2221－E－006－200－MY2
計畫名稱 2.4-/24-GHz 雙頻共存感測器接收機射頻前端電路之整合設計
(英文) 2019 Asia-Pacific Microwave Conference (APMC 2019)
發表題目
(中文) 具有諧波反向散射檢測功能的 2.4 GHz 射頻能量收集整流器晶 片
(英文) 2.4 GHz RF Energy Harvesting Rectifier Chip With Harmonic Backscattering Detection Capability
附件六
有發問給我空間表達，剛好問的問題有所準備，因此順利答完下台，聽完一整天的會議使我的知識 又往前了一大步。
二、與會心得
此次出國參加 APMC，了解到除了專業知識還有許多專業知識需學習外，英語的表達仍需多 加練習，但由另一個角度看，因為微波領域分為主動電路和被動電路研究，其涵蓋甚廣，這次出國 發表的經驗可以讓我了解在國際上，不僅專業知識要充足，即使自己的研究沒有涵蓋，仍需盡力去 了解，充實自己在專業領域的廣度，更重要的是要有英語口說能力，並且勇於主動舉手發問、表達 自己觀點，因為是第一次出國，心中難免產生不安和激動，但在整個會議的過程中，看到各國來的 新手或老手，大家都是做好準備把知識分享出來，使我開闊視野吸收到了不少知識，很感恩有一次 這樣的經驗。
三、發表論文全文或摘要
Chiao-Chieh Yang, Dong-Yan Li and Tzuen-Hsi Huang, " 2.4 GHz RF Energy Harvesting Rectifier Chip With Harmonic Backscattering Detection Capability," in 2019 IEEE Asia-Pacific Microwave Conference (APMC), Singapore, 2019.
本次發表論文為我們設計了一個 2.4 GHz 射頻能量收集整流器晶片，該晶片可以通過反向散射二 次諧波信號進行識別。對於傳統的射頻能量整流器，反向散射諧波通常被視為可用能量的損失部分。
與傳統的整流器不同，我們提出了一種集成整流器電路設計，同時結合了能量收集和諧波位置檢測功 能。該整流器在位置檢測模式下工作時具有較強的反向散射諧波，而在能量收集模式下則具有更好的 功率轉換效率（PCE）。
圖1. 具有諧波反向散射位置檢測功能的能量收集器的架構圖
所提出的能量收集器的框圖如圖1 所示。假定將直流輸出電壓施加到 PMOS 開關的柵極以連接或 斷開二次諧波諧振器。 整流器最初處於位置檢測模式，由於輸出電壓為 0 V，因此 PMOS 開關處於導 通狀態，較強的二次諧波被反向散射。 隨著基波信號的充電，輸出電壓逐漸飽和，然後整流器進入能 量收集模式，因為PMOS 開關關閉，反向散射的二次諧波變得更低，並且能量收集電路的 PCE 增大。
採用的 2.4 GHz 能量收集整流器電路由三級 FGCC 整流器和一對可開關控制的並聯 LC 諧振器構成，
如圖2.所示。通過在第一級 FGCC 整流器中使用可開關控制的並聯 LC 諧振器， 開關 Msw1 / Msw2 的 截止電阻大於Mp1 / Mp2。 它確保幾乎沒有信號流過開關，因此整流器在能量搜尋模式下可以獲得更 高的PCE。 在開始時，當 Mp1 / Mp2 打開時，部分輸入功率將分配給諧振電路，以增強位置檢測模式 下的二次諧波反向散射。
圖2. 二次諧波 LC 諧振器集成的 2.4 GHz 整流器的電路
為了公平地評估能量收集整流器電路設計的優勢和性能，我們提出了兩個 FOM 作為整流器電路 性能的評估指標，以進行公平的比較。 通過考慮整流器的最大 PCE（百分比）和輸出電壓為 1 V 時的 靈敏度（以mW 為單位）來設置第一個 FOM（FOM1）。儘管通常將靈敏度標識為系統開始向其提供的 最小輸入功率在工作中，可能很難獲得有用的輸出電壓 Vout 來驅動一般的晶片正常工作。 因此，我 們建議Vout = 1 V 時的輸入功率為靈敏度，因為許多當前的低功率電路都設計有大約 1V 的電源電壓。
此外，我們新引入了第二個FOM（FOM2）的輸入功率範圍（IPR）。 考慮到各向同性 RF 發射源 的最大發射功率為 1 W，並且接收器使用 2.15 dBi 定向增益的半波長偶極天線。 根據 Friis 的傳輸公 式，在遠場輻射假設下，當傳輸距離是波長的10 倍時，接收機可以接收到約 0.1 mW（即-10 dBm）。
因此，對於所需的輸出負載，我們將有效IPR（以 dB 為單位）定義為 PCE = 10％的最小輸入功率與-10 dBm 的輸入功率之間的功率範圍。
圖3.（a）和（b）分別示出了在能量收集模式和位置檢測模式下的 PCE 的測量結果。顯然，可 以在能量收集模式下獲得更好的PCE。 在能量收集模式下，當輸入功率為-7.2 dBm 並且負載為 10k Ω時，最大PCE 達到 72％。 當負載為 100kΩ時，在-19.4 dBm 輸入功率下，峰值 PCE 為 60％。 圖 4.顯示了能量搜尋模式下的輸出電壓，當輸入功率為-7.2 dBm，負載為 10kΩ時，輸出電壓為 1.2V。
圖5. 顯示出了隨著開關的柵極電壓增加的二次諧波功率變化，當輸入功率為+5 dBm 時，整流器可以 提供接近40 dB 的二次諧波信號功率差用於位置檢測，當輸入功率為-5 dBm 時，其檢測差仍約為 20 dB，相對於 100kΩ負載，測得的輸入功率範圍為 14 dB。 表一總結了這項工作與以前的論文[1]-[3]
之間的電路性能比較。 量測到整流器晶片的 FOM1 和 FOM2 分別為 39.97 和 54.97 dB。
圖3. 測量整流器的 PCE 在（a）能量收集模式和（b）位置檢測模式下
𝐹𝑂𝑀1 = 𝜂𝑚𝑎𝑥(%) − Sensitivity(dBm)@ 𝑉𝑜=1 V
𝐹𝑂𝑀2 = 𝜂𝑚𝑎𝑥(%) − Sensitivity(dBm)@ 𝑉𝑜=1 V + range of input power(dB) @𝜂 > 10%, 𝑃𝑖𝑛< −10 𝑑𝐵𝑚
圖4. 在能量收集模式下測得的整流器輸出電壓
圖5. 在 100kΩ負載下具有可調 PMOS 開關柵極偏置的二次諧波的測量輸出功率
表一. 電路性能比較
本次設計之晶片照相圖如圖6.，採用 TSMC 90 nm 製程，面積為 1.26mm × 0.65mm。測試版 PCB 照相圖如圖7.，使用 FR4 (two-layer)板材量測，面積為 50 mm × 82.5 mm。
圖6. 晶片照相圖
圖7. PCB 照相圖
四、建議 (無)
五、攜回資料名稱及內容
研 討 會 會 議 議 程 及 相 關 論 文 資 料 的 隨 身 碟( 大 會 開 放 與 會 人 員 直 接 由 網 站 下 載 壓 縮 檔 案 http://www.apmc2019.org/)