第三章 開 n 次方根電路
3.4 模擬結果
3.4.1 開 n 次方根電路架構
圖3.10 n=2,3,4,5 HSPICE輸出電流I0ln(x)
圖3.11 n=2,3,4,5 HSPICE輸出電流Iout
圖3.12 n=2,3,4,5 相對誤差圖
圖3.13 n=2,3,4,5 頻寬圖
圖3.14 THD模擬結果圖 3-4.2 選擇式開 n 次方根電路
模擬電路上使用TSMC 提供的0.35μm製程參數,配合HSPICE 做 電路模擬。電路上提供電壓在2.5V,完成模擬。設計展開點為 、
,輸入電流I
2 a0 = 0.1
) ln(a
* (1/n)
b0 = 0 = x =40μA~130μA, , , 分別為: I0 Ib Iu A
40 KV
I0 = 02 = μ
47.725uA 0.5)
(ln(2) 40uA
0.5) ) (ln(a I
Ib = 0 0 + = × + =
uA 107 . ) 20 e ) b (1 (2 I I
b0
0 0
u =
×
−
= ×
電路參數如圖3.7電路W/L比例表3.3:
表3.3 圖3.7電路參數
W/L W/L W/L
Mp1 2.1/0.5 Mp4a 1.5/0.5 Mp5 1.1/1 Mn1 0.9/0.5 Mp4b 1.2/0.5 Mn6 0.4/1 Mp2 3.8/0.5 Mp4c 1/0.5 Mn7 0.5/1 Mp3 3.8/0.5 Mp4d 0.8/0.5
控制端A,B,C,D 如表 3.4:
表3.4 控制端 A,B,C,D n A B C D 2 1 0 0 1 3 1 0 0 0 4 0 1 0 0 5 0 0 1 0 6 0 0 0 1
自然對數電路輸出I0ln(x)=-I3 +Ib,如圖3.15。經指數函數電路輸出電 流 比較圖如圖 3.16 與圖 3.17。電路輸入範圍 40uA~130uA,相對 誤差為圖 3.18。頻寬大小如圖 3.19。全諧波失真(THD)模擬上如圖 3.20。
Iout
圖 3.15 輸出電流 Ioln(x)圖
圖3.16 輸出電流Iout圖
圖3.17 輸出電流Iout與Matlab圖
圖3.18 n=2,3,4,5,6 相對誤差圖
圖3.19 n=2,3,4,5,6 頻寬圖
圖3.20 THD模擬結果圖
3-7 結論
此章節我們提出一個n平方根的電路,從自然對數與指數函數相 互關係,以壓縮與擴展的概念,近似泰勒二階式,完成精簡的電路,
輸入電流範圍高達40uA~120uA,電路的相對誤差也可在1.5%以內,n 在2,3,4,5,頻寬分別為435MHz、468MHz、486MH和497HMz,都可 高達400MHz以上,在全諧波失真(THD)也相當低。
以電路精簡與應用上,在後幾章節我們修改提出以一個電路實現 選擇式n 平方根電路,藉由 A,B,C,D 四個控制輸入,來實現 n 平方根 電路,輸入電流範圍高達40uA~130uA,電路的相對誤差也可
在 3%以內 n 在 2,3,4,5,頻寬分別為 375MHz、375MHz、373MH 和 373HMz,都可高達 350MHz 以上,在全諧波失真(THD)也相當低。
第四章 可變增益放大器電路
4.1 前言
在自然對數電路(Logarithm circuit)上的壓縮方法與指數函數電路 (Exponential circuit)上的擴展方法架構後,再應用到可變增益放大器 (VGA)上,利用本文先前提出的電路,設計一個簡易型的電流模式可 變增益放大器。
4.2 數學原理
'
e
x 能表示為:y ) x ln(
'
x = +
y y
) x ln(
'
x e xe
e = + = (4.1) 上式中,x 為一個常數項,y 為一個可變的範圍。以泰勒二階多項式 近似ln(x)在加入可變長數 y,可得到:
y ) 5 . 0 ) a ln(
) a x 2 1 1 ( 2 y ) x
ln( 2 0
0
+ +
+
−
−
≈
+ (4.2)
指數函數使用泰勒二階多項式可表示為:
2 ) e b 1
' 1 x
( ) b 1 2 (
e e 0 0
b 2 0 2
0 b
'
x +
+ −
−
≈ (4.3)
我們將x'= ln(x)+ y 代入上式中,可得:
2 ) e b 1
y ) x 1 ln(
( ) b 1 2 (
e e 0 0
b 2 0 2
0 b
'
x +
− + +
−
≈ (4.4)
4.3 電路架構
4.3.1 可變增益放大器含直流雜訊效應
設計以自然對數電路與指數函數電路兩個電路為主在加上第二 個輸入電流 ,來完成可變增益放大器。電路前端的自然對數電路在 最後輸出端加入第二個輸入電流 ,如圖 4.1。
Iy
Iy
M1
M2
M3
I1
I2
Ib
Ix
Logarithm circuit
ln(x)+Iy
I0
Iy
圖4.1 自然對數電路
從(4.2)式,I0 ln(x)+ Iy數學式表示為:
y 0
0 2 0
y 0
2 0 0
y 0
I 0.5) )
ln(a ( I 2a x)
(1 1 I -2
I 0.5) )
ln(a 2a x)
2(1 1 ( I I ln(x) I
+ +
+
−
=
+ +
+
−
−
= +
0
(4.5)
圖4.1,輸出電流為Ioln(x)+Iy =−I3 +Ib +Iy,因此電路輸出電流為:
y b 2 2 0 2 x
0 y
o ) I I
4KV (1 I
2KV I
) x ln(
I + =− − + + (4.6)
上式中,V0=(VDD−VTp −VTn)/2, ) L (W 2μC K 1
K
K= P = n = ox ,比較(4.5)與
2 0
0 KV
I =
(4.6)式,整理後可得, ,Ib =I0(ln(a0)+0.5),x =a0Ix/(2I0)。 指數函數電路設計實現上與對數函數相同,都是使用平方電路來近似 指數函數電路,如圖4.2。
ln(x)+Iy
I0
M4
M5
M6
I4
I5
Expo
I6
Iout
Iv
nential circuit
圖4.2 指數函數電路 指數函數以泰勒展開式表示為:
) 2 1 1 ' ( ) 1 2 (
0
0 2
0 2
0
' b b
x e
b b x
e e +
+ −
−
≈ (4.7)
電路實現可變增益放大器中,我們在數學推導式加入可變數 y,經過 指數函數,數學式為:
y 0
x 0 u y x' u
out )e
2I I (a I e I
I = = (4.8)
上式中,x'=I0ln(x) / (I0),y=Iy/I0,圖 4.2 電路中,Iout =I6 +IV, 與 為電流鏡關係,電流比例設計1:1, 輸出表示成:
I
4I
6 Ioutv 2 2 0
y 0
2 0 y
x' u
out ) I
V 4K'
I ln(x) (1 I
V K' e
I
I + +
+
=
= (4.9)
比較(4.7)式與(4.9),可以得K'V02 =I0(1−b0)/4,Iu =I0/(2(1−b0)eb0), /2
e I
Iv = u b0 。
應用自然對數電路與指數函數電路設計,考量電路複雜度,整體 電路用 6 個 MOS 與 2 個電流源實現精簡型的可變增益放大器如圖 4.3。整體電路同樣分為兩部分,前端為自然對數電路再加上一個可 變電流 ,後端為指數函數電路,實現我們所推導的數學(4.8)式,完 成CMOS 電流模式可變增益放大器。
Iy
M1
M2
M3
I1
I2
Ib
Ix
Logarithm circuit
ln(x)+Iy
I0 M4
M5
M6
I4
I5
I6
Iout
Iv
Exponential circuit
Iy
圖4.3 CMOS 電流模式可變增益放大器電路
out
4-3.2 可變增益放大器無直流雜訊效應
近以年來,一些論文已有在討論直流雜訊的問題,在本章節先前 提出的 CMOS 電流模式可變增益放大器,也存有直流雜訊的問題,
為了修正直流雜訊的問題,我們在電路圖4.3 輸出電流 減去一個直 流,修正此問題,如圖4.4。
I
M1
M2
M3
I1
I2
Ib
Ix
Logarithm circuit
ln(x)+Iy
I0 M4
M5
M6
I4
I5
I6
Iv
Exponential circuit
Iy M7 Iout
Ic
M8
M9
M10
Ia
M11 V
6 I
I +
I11
Iy
圖4.4 CMOS 電流模式可變增益放大器電路
' c '
x
e
e −
能表示為:y y
y ) c ln(
y ) x ln(
' c '
x
e e e xe ae
e − =
+−
+= −
(4.9) 上式中,x 與 a 為常數值,y 為可變數。以泰勒二階多項式近似ln(x)在加入可變長數 y,可得到:
y 5 . 0 ) a ln(
) a x 2 1 1 ( 2 y ) x
ln( 2 0
0
+ + +
−
−
≈
+ (4.10)
指數函數使用泰勒二階多項式可表示為:
2 ) e b 1
' 1 x
( ) b 1 2 (
e e 0 0
b 2 0 2
0 b
'
x +
+ −
−
≈ (4.11)
我們將x'= ln(x)+ y 代入上式中,可得:
2 ) e b 1
y ) x 1 ln(
( ) b 1 2 (
e e 0 0
b 2 0 2
0 b
'
x +
− + +
−
≈ (4.12)
以泰勒二階多項式近似ln(c),可得到:
5 . 0 ) a ln(
) a x 2 1 1 ( 2 ) c
ln( 2 0
0
+ +
−
−
≈ (4.13)
指數函數使用泰勒二階多項式可表示,為:
2 ) e b 1
' 1 a
( ) b 1 2 (
e e 0 0
b 2 0 2
0 b
'
c +
+ −
−
≈ (4.14)
我們將a'= ln(c)+ y代入上式中,可得:
2 ) e b 1
y ) a 1 ln(
( ) b 1 2 (
e e 0 0
b 2 0 2
0 b
'
a +
− + +
−
≈ (4.15)
圖4.4 中,輸出電流I6 +Iv相同於(4.9)為:
v 2 2
y 2 0
0 y
x' u v
6 ) I
V 4K'
I ln(x) (1 I
V K' e
I I
I +
0
+ +
=
=
+ (4.15)
在圖4.4 中,我們輸出電路為Iout =I6 +Iv −I11, 為修正要減去的直
流,。其中 電流為 ,表示為:
I11
11 9 v
I I +I
a 2 2 0
y c 2
0
11 ) I
KV 4
I 1 I
( KV
I + +
+
= (4.11)
上式中Ic =I0ln(c)。
4.4 模擬結果
4.4.1 可變增益放大器含直流雜訊效應
電路模擬上使用TSMC 提供的0.35μm製成參數,配合HSPICE 做 電路上模擬,用MATLAB 與數學式相互驗證,電路參數如表 4.1:
表4.1 圖 4.3 電路W/L比例 MOS W L
M1 1.63 1 M2 0.79 1 M3 2.74 1 M4 1.53 2 M5 0.4 2 M6 1.54 2
輸入電流 範圍Ix 7uA~9uA,I0 =KV02 =4uA, 為: Ib 4.7725uA 0.5)
(ln(2)
* 4uA 0.5) ) (ln(a I
Ib = 0 0 + =
0
+ =
在前端自然對數電路輸出I ln(x)為:
3.2437uA
~ 2.23846uA 4)
ln(9
* 4uA
~ 4) ln(7
* 4uA ln(x)
I0 = =
電路上,輸入電流 範圍-7uA~2uA,輸出電流Iy I0ln(x)+Iy,如圖4.5。
圖4.5 IX =7uA, 8uA, 9uA 輸出電流Ioln(x)+ Iy
在後端電路中, 與 分別為: Iu Iv
2.010749uA e
0.1) -(1 2 ) 4uA )e b /(2(1 nI
Iu 0 0 b0 0.1 =
×
= ×
−
=
1.11111uA 2
e 2.010749 /2
e I I
b 0.1 u
v 0 × =
=
=
電路最後輸出電流Iout範圍:
4uA 2uA
~ 7uA n y
1 0
x 0 u y x' u out
e 4uA )
9uA
~ (7uA 2.010749uA
e 2I )
I (a I e I I
−
×
×
=
=
=
圖(4.3)輸出電流Iout,如圖 4.6。
圖 4.6 IX =7uA, 8uA, 9uA 輸出電流Iout
整體電路圖(4.3),輸入電流IX =7uA~9uA、Iy =−7uA~2uA,經過 電路上壓縮與擴展,最後輸出電流我們取線性度(dB)值,線性誤差 以內,在也可達到12.743dB~14.331dB,輸出電流 的線性度 (dB)值,如圖 4.7, 以內線性誤差值,如圖 4.8。
0.5dB
± Iout
0.5dB
±
圖 4.7 IX =7uA, 8uA, 9uA 輸出電流Iout(dB)
圖4.8 IX =7uA, 8uA, 9uA 輸出電流Iout(dB-error)
4-4.2 可變增益放大器無直流訊效應
電路模擬上使用TSMC 提供的0.35μm製成參數,配合HSPICE 做電路 上模擬,用MATLAB 與數學式相互驗證,電路參數如表 4.2:
表4.2 圖 4.4 電路W/L比例
MOS W L MOS W L
M1 1.63 1 M7 1.53u 2u
M2 0.79 1 M8 0.4u 2u
M3 2.74 1 M9 1.54u 2u
M4 1.53 2 M10 2u 2u
M5 0.4 2 M11 2u 2u
M6 1.54 2
輸入電流 範圍Ix 7uA~9uA,I0 =KV02 =4uA, 為: Ib 4.7725uA 0.5)
(ln(2)
* 4uA 0.5) ) (ln(a I
Ib = 0 0 + = + =
在前端自然對數電路輸出I0ln(x)為:
3.2437uA
~ 2.23846uA 4)
ln(9
* 4uA
~ 4) ln(7
* 4uA ln(x)
I0 = =
電路上,輸入電流 範圍-7uA~2uA,輸出電流Iy I0ln(x)+Iy,如圖4.9。
圖4.9 IX =7uA, 8uA, 9uA 輸出電流Ioln(x)+ Iy
在後端電路中, 與 分別為: Iu Iv
2.010749uA e
0.1) -(1 2 ) 4uA )e b /(2(1 nI
Iu 0 0 b0 0.1 =
×
= ×
−
=
1.11111uA 2
e 2.010749 /2
e I I
b 0.1 u
v 0 × =
=
=
電路輸出電流I6 +Iv為:
4uA 2uA
~ 7uA n y
1 0
x 0 u y x' u v 6
e 4uA )
9uA
~ (7uA 2.010749uA
e 2I )
I (a I e I I I
× −
×
=
=
= +
圖(4.4)輸出電流I6 +Iv,如圖 4.6。
圖4.10 IX =7uA, 8uA, 9uA 輸出電流I6 + Iv 圖 4.4 中,輸出電流Iout =I6 +Iv −I11,電流I11可表示為:
a 2 2 0
y c 2
0
11 ) I
KV 4
I 1 I
( KV
I + +
+
=
上式中,Ic =2.7725uA,Iy =−7uA~ 2uA,圖 4.4 之電流輸出 與上數 學式,如圖4.11。
I11
圖 4.11 Ic =2.7725uA HSPICE 輸出電流 I11
圖4.4 電路最後輸出電流Iout =I4 +Iv −I11,減去直流值,輸出範圍最後 在±1之間,如圖 4.12 至圖 4.14。
圖 4.12 IX =7uA HSPICE 輸出電流Iout
圖 4.13 IX =8uA HSPICE 輸出電流Iout
圖 4.14 IX =9uA HSPICE 輸出電流 out
x
I
整體的線性度(dB),在輸入電流 為 7uA、8uA、9uA,分別取各個 線性度,都可以達到12dB 以上,如圖 4.15 與圖 4.16:
I
圖 4.15 IX =7uA HSPICE 輸出電流Iout(dB)
圖 4.16 IX =9uA HSPICE 輸出電流Iout(dB)
0.5dB
±
4.5 結論
本章節在壓縮與擴展兩個觀念下,利用自然對數與指數函數來實 現,設計一個精簡型電流模式可變增益放大器,只需要6 個 MOS 與 2 個電流源就可以完成,輸入電流 為 7uA~9uA、 為-7uA~2uA 的 範圍,線性誤差取 以內,即可達到13.619dB~14.331dB 的線性 增益,頻寬也可達 87.6MHz。如果考慮直流放大的問題如圖 5.16,需 要減去直流,整體電路用到11 個 MOS 與 3 個電流源,輸入電流 、
與先前電路一樣,定電流 為 2.7725uA,輸出範圍在 之間,線 性誤差取 以內,即可達到12dB 以上的線性增益,頻寬也可達 91.4MHz。
Ix Iy
Ix
Iy Ic ±1
0.5dB
±