數位調變之平台設計(補償前)

第三章數位調變平台設計及 EVM 改善

3.1 數位調變之平台設計(補償前)

圖 3.1 顯示一般 RF tranceiver 的 Block diagram，Data 從基頻處理器送出數位調變訊號後分成 IQ channel，經過混頻器(Mixer)，升頻(Up-convert) 成射頻(RF)訊號，再經過功率放大器(Power Amplifier)將訊號放大後發送出去，訊號因為經過空氣傳播的過程中衰減，因此在接收端接收時需要透過低雜訊放大器(Low Noise Amplifier)將訊號放大，再經混頻器(Mixer)降頻

(Down-convert) 成基頻訊號，最後解調成 Data，完成整個發送接收的過程。

ADC

ADC 90

Channel IF PLL

Select PLL

RF LNA/Mixer/VCO

Receiver

圖 3.1 Tranceiver Architecture

本實驗的目的在模擬 WLAN 發送與接收的實際狀況，從流程圖中可看出在訊號尚未進入功率放大器之前還屬理想信號，經過功率放大器後，因為 PA 的非線性特性可能造成訊號的失真，且不同調變的訊號，同樣操作在非線性區，訊號劣化的情況也有所不同。如圖 3.2

Step1:Baseband Data 分成 IQ channnel 後進入 Mixer 升頻。

Step2:升頻後的 RF signal 進入 PA 放大。

Step3:經 PA 放大後的信號進入 Mixer 降頻。

Step4:降頻後的信號分成 IQ channel 還原成原始的 Data。

左邊紅色虛線的方塊可視為發送器的簡單示意圖，右邊紅色虛線的方塊可視為接收器的示意圖。

Base-band Data Base-band Data

RF_In DUT

Signal generator RF

Mixer Up-converter PA

RF_Out

圖 3.2 Digital Modulation Test Block Diagram 實際上的實驗配置及示意圖如下，圖 3.3 圖 3.4

RF_In DUT RF_Out

Signal generator RF

VSA

Vector Signal Analyzer

DATA

圖 3.3 Digital Modulation Test Platform

Agilent E4438C Signal generator

R&S SMIQ

Tektronix differential probe

GW Power supply

Agilent 89600S Vector Signal Analyzer

PA DATADATA

圖 3.4 Digital Modulation Test Platform

如圖所示，Baseband Data 訊號由 Agilent E4438C Signal generator(訊號產生器)產生，且將 Data 分為四路 I+ I- Q+ Q-調變信號，相當於圖 3.2 的 step1，經由 Tektronix differential probe 將 differential 四路信號轉為 IQ 兩路信號，送進 R&S SMIQ 做升頻 (up-convert)，此處的 SMIQ 相當於 Mixer，

升頻後的射頻信號(RF signal)當作 PA 的 input，相當於圖 3.2 的 step2，經由 PA 放大後，將 Output 信號送進 Agilent 89600S Vector Signal Analyzer (向量信號分析儀)，相當於圖 3.2 的 step3， 89600S 會將送進來的 RF 信號做降頻和解調的動作，圖 3.2 的 step4 在儀器內部一併完成，最後 89600S 會把量得的 Base DATA 以 IQ constellation （星狀圖）表示出來，並且算出其 EVM(Error Vector Magnitude)、Magnitude error、Phase error、Quadrature error、Gain Imbalance…等參數，如圖 3.5

圖 3.5 EVM constellation

這次使用的 PA Sample 型號為 SST12LP14A，一般增益為 29dB，操作頻率為 2.4G~2.5GHz，溫度範圍 0°C~85°C，若在 802.11b 模式下，Power=23dBm 時，

耗電流 240mA，效率為 25%，若在 802.11g 模式下，Power=22dBm 時，耗電流 210mA，效率為 23%，P1dB 點大於 29dBm。圖 3.6 為實際驗證板 (Evaluation Board)，圖 3.7 為電路圖。

圖 3.6 PA Sample

圖 3.7 PA Sample Evaluation Board Schematic 3.2 Lookup table 的建立

由上一章節的 zero-crossing probability 與 EVM 的理論分析及下一章的實驗結果，我們的確可以證明 EVM 的優劣的確是 5.5Mbps 最佳，1M/2M bps 最差，

為了改善較差的 EVM，我們設計了一種補償的數據表(Lookup Table)。

Lookup Table 的形式如下表 4.1：

Input Power

(dBm) EVM

Input Power 從-20dBm 至 0dBm，各有其對應的 EVM、Magnitude error、Phase error、Quadrature error、Gain Imbalance 結果，從實驗數據中，我們可以

找出主要影響 EVM 的參數，取其 Inverse 送回原 IQ data 處，便可將 distortion

5

Magnitude error Phase error……

Magnitude error

Phase error…… LUT

6

圖 3.8 IQ compensation test platform 如同前面 3.1 節，圖 3.8 和圖 3.2 比較起來多了 2 個步驟，

Step1:Baseband Data 分成 IQ channnel 後進入 Mixer 升頻。

Step2:昇頻後的 RF signal 進入 PA 放大。

Step3:經 PA 放大後的信號進入 Mixer 降頻。

Step4:降頻後的信號分成 IQ channel 還原成原始的 Data。

Step5:將 IQ channel 的 Data 分析其信號品質，得到 Magnitude error、Phase error 等參數，將其紀錄下來對應 Input Power 列表製成 Lookup table。

Step6:將 Lookup table 的值透過補償路徑送回原來 Baseband Data 的源頭，

藉此修正原來較差的 IQ signal。

實際配置圖如下 3.9：

我們在此實驗中以 GPIB Port 做為儀器自動控制的路徑，當 PA 信號送至向 Agilent 89600S 量信號分析儀(Vector Signal Analyzer)解出我們欲還原的 Data 並分析出 EVMrms、Ｍagnitude error、Phase error……，這些結果會透過 IEEE 1394 Port 回傳到電腦上，我們將其紀錄下來，按 Input Power 大小製成 lookup Table，再取其 inverse，透過自動控制的方式再送回發送源，以達到改善 EVM 的目的。自動程式的撰寫是利用 Labview 平台，依據 IEEE 488.2 的儀控 standard 對儀器下指令，GPIB Port 為電腦和儀器或儀器與儀器間的連結介面。

Agilent E4438C Signal generator

R&S SMIQ

Tektronix differential probe

GW Power supply

Agilent 89600S Vector Signal Analyzer

PA DATADATA

IQ modulation compensation path

GPIB Port

LUT

圖 3.9 IQ compensation test platform

圖 3.10 表示 IQ compensate 的簡單示意圖:

原始Baseband Data為I(n)、Q(n)，補償值由Lookup table而來，若是振幅誤差(Magnitude error)過大，則透過IQ amplitude modulation 產生修正值 Ic(n)、Qc(n)加入I(n)、Q(n)，最後可得到Id(n)、Id(n) ，若是相位誤差(Phase error)過大，則透過IQ phase modulation 產生修正值Ic(n)、Qc(n)加入I(n)、

Q(n)，最後可得到Id(n)、Id(n)。

由於相量誤差量 EVM(Error Vector Magnitude)可能由 Magnitude error 或者 Phase error…等其他參數所構成，因此在補償的時候會因為可調參數的多寡而影響 Lookup Table 的複雜性。

AM PM LUT

I _c (n) Q _c (n) I(n)

Q(n)

I _d (n) Q _d (n)

Magnitude error Phase error

EVM

圖 3.10 IQ compensation block diagram

第四章

數位調變實驗結果

4.1 數位調變之實驗結果

在數位調變的實驗中我們個別產生四種不同的調變信號，分別是 1M 、2M、

5.5M、 11M bps (依序為 BPSK、DQPSK、OQPSK、QPSK)，其 time domain 的波形如下:圖 4.1、圖 4.2、圖 4.3、圖 4.4。

黃線及紅線分別代表 I+、I-，相位相差 180 度，藍線及綠線分別代表Ｑ+、

Ｑ-，相位相差 180 度，且單路的 I+或 I- 的 Voltage swing，即 Vpk-pk=530mV。

I+ I- Q+

Q-圖 4.1 1Mbps IQ Waveform

圖 4.2 2Mbps IQ Waveform

1M 、2M bps 本質上屬於 BPSK 調變，因此從 time domain 波形觀察，只有兩種相位變化，且相差 180°。

圖 4.3 5.5Mbps IQ Waveform

圖 4.4 11Mbps IQ Waveform

而 5.5M、 11M bps 的相位包含(0°、90°、180°、270°)，從波形上看來與 1M、2M bps 就有明顯的差異。

我們將 input power 範圍從-20dBm 升至 0dBm ，每 1dB 為一個 Step，在四種不同的調變下經過 PA 後，利用 Power meter (Agilent E4416A)量測其 Output Power，且對 Input Power 及 Output Power 作圖，可以得到第二章所提到關於 P1dB Gain Compression 點的特性，觀察其非線性的曲線，量測兩片 Sample，

得到結果如下:圖 4.5、圖 4.6、圖 4.7、圖 4.8。

根據 P1dB 的定義:當實際 Output Power 跟理想 Output Power 相差 1dB 時，

這個 Input Power 為 P1dB 點，且從以下幾個圖的結果可看出，當 Pin=-11dBm 時，理想 Pout 與實際的 Pout 相差 1dB，因此 P1dB 點為-11dBm，當 Pin 大於 -11dBm 之後，PA 已呈現飽和的狀態，Input Power 再加大，Output Power 也不再跟著變大，此時 PA 非線性現象愈明顯。

觀察四種不同的調變下得到的 P1dB 點，其結果均相同，落在 Pin=-11dBm 的地方，證明 PA 的 P1dB 與調變的方式無關。

Sample1 1Mbps P1dB

Sample1 2Mbps P1dB

Sample1 5.5Mbps P1dB

Sample1 11Mbps P1dB

相同的方式，將 Input Power 範圍設定在-20dBm ~ 0dBm，每 1dBm 為一個 step，將經過 PA 放大之後的信號送進向量信號分析儀加以降頻、解調，得到我們需要的參數：EVM(rms)、Phase err、Magnitude err、Quadrature err、

IQ Gain Imbalance。

1M bps (BPSK) 2M bps (DQPSK)

5.5M bps (OQPSK) 11M bps (QPSK)

圖 4.9 802.11b EVM Constellation

如圖.4.9 表示出四種不同調變經由向量信號分析儀(Vector Signal

Analyzer)解調出來的 IQ constellation (星狀圖)，在 PA 進入非線性區時的 EVM(rms)隨著數位調變的不同而有不同的結果，

分別是 EVM(rms) 1Mbps~2Mbps>11Mbps>5.5Mbps（1Mbps EVM performance 最差，5.5Mbps 最好），由附圖直觀地說，紅點散得愈開，則 EVM performance 愈差，紅點聚得愈密，則 EVM performance 愈好，至於為什麼 1Mbps EVM 最差，

5.5Mbps 最好? 我們已在上一章做完分析探討。原因在於 zero-crossing 的機率不同所導致。Zero-crossing 的機率高，則 EVM 較差，zero-crossing 的機率低，則 EVM 較好。

一般來說，若是 data length 過長，或 VSA 抓取的 chip length 過多，那麼 zero-crossing 的比例較不易觀察出，因此在設定 VSA 時需要抓取中間適量的 Data 即可。圖 4.10 表示實際透過向量信號分析儀解出的 IQ constellation，

其中以 2M 及 5.5Mbps 最能看出其 zero-crossing 機率的變化。

1Mbps BPSK 2Mbps DQPSK

5.5Mbps OQPSK 11Mbps QPSK

圖 4.10 802.11b Chip Code Trajectory

Input Power= -20dBm~0dBm，EVMrms for 1M/2M/5.5M/11M bps 的比較結果如圖 4.11 表示在 Sample 1 的結果，圖 4.12 表示在 Sample 2 的結果。

從圖 4.11 及圖 4.12 EVM(rms)結果可看出，隨著 Input Power 愈來愈大，

EVM(rms)愈來愈差，未過 P1dB 點時，已呈現 1Mbps 最差，5.5Mbps 最好的現象，過了 P1dB 之後，隨著 PA 進入飽合區，Output Power 已經不再隨著 Input Power 的增加而增加，EVM(rms)的趨勢一樣維持在 1Mbps 最差，5.5Mbps 最好的狀況，可以間接證明第三章所做的 zero-crossing 理論無誤。由於 EVM(Error Vector Magnitude)是由振幅誤差（Magnitude error）及相位誤差(Phase error) 所構成，我們嘗試分析 Magnitude error，可以得到結果，如圖 4.13、圖 4.14：

Sample1 EVM (rms) vs Pin

Sample2 EVMrms vs Pin

Magnitude error 愈來愈差，未過 P1dB 點時，呈現 1Mbps 最差，5.5Mbps 最好的現象，此部分與 EVM(rms)的分布相同，過了 P1dB 之後，隨著 PA 進入飽合區，Output Power 已經不再隨著 Input Power 的增加而增加，一直到 Pin=-7dBm 的地方，EVM(rms)的趨勢一樣維持在 1Mbps 最差，5.5Mbps 最好的狀況，且 Magnitude error 的曲線幾乎與 EVM(rms)一致，可以說在 Pin<-7dBm 的時候，

Magnitude error 是主要影響 EVM 的參數。

但過了 Pin＝-7dBm 的位置後，1Mbps 與 2Mbps 的曲線漸漸靠近 11Mbps，

EVM(rms)的曲線與 Magnitude error 的曲線稍有不同，Magnitude error 在 1Mbps 及 2Mbps 下降， EVM(rms)沒有隨著下降，這部分的原因，我們可以接著比較其他與 EVM 有關的參數。

Sample1 M ag err vs Pin

圖 4.13 Magnitude error vs. Pin on Sample 1

Sample2 Mag err vs Pin

圖 4.14 Magnitude error vs. Pin on Sample 2

在 Phase error 的比較中，圖 4.15 表示 Sample 1，圖 4.16 表示 Sample 2。

隨著 Input Power 愈來愈大，Phase error 最後的分布的確是 1Mbps 最差，

5.5Mbps 最好的現象，但仔細觀察，在 Pin<-7dBm 之前，1M/2M/5.5M/11Mbps 彼此間的差距並不大，最大的 phase error 差約 0.1deg，在 Pin＞-7dBm 後，

1M/2M/5.5M/11Mbps 彼此間的差距才開始拉大，從此現象比較 Magnitude error 及 EVM(rms)的分布可以推論:

在 Pin<-7dBm 時，EVM(rms)主要由 Magnitude error 所影響，Pin>-7dBm 之後，EVM(rms)主要由 Magnitude error 加上 Phase error 所影響，即在

Pin<-7dBm 時，Phase error 的影響不大，Pin>-7dBm 之後，Phase error 劣化的影響才顯現出來。

圖 4.15 Phase Error vs. Pin on Sample 1

Sample2 Phase err vs Pin

圖 4.16 Phase Error vs. Pin on Sample 2

接著，我們再將 1M/2M/5.5M/11M bps 的 Quadrature error 來作比較，並分析其結果，如圖 4.17 表示 Sample 1，圖 4.18 表示 Sample 2。

如圖所示，Quadratue error 在不同的數位調變之間的關係並不明顯，最大的 Quadrature error 僅介於

±

0.05 mdeg 之間，誤差極小。對照 EVM(rms)的曲線，看不出其中的關聯性，而在 Gain Imbalance 的參數分析上也是如此，

如圖 4.19 表示 Sample 1，圖 4.20 表示 Sample 2，不同調變之間的 Gain Imbalance 皆小於 0.01dB，誤差極小。

在 Quadrature error 及 IQ Gain Imbalance 的分析中，我們可以推論這兩項參數對於 EVM(rms)變差的貢獻不大。

Sample1 Quad err v s Pin

Quad err(mdeg) 1M

2M 5.5M 11M

圖 4.17 Quad Error vs. Pin on Sample 1

Sample2 Quad err vs Pin

-0.1

Quad err(mdeg) 1M

2M 5.5M 11M

圖 4.18 Quad Error vs. Pin on Sample 2

Sample 1 Gain Imbalance v s Pin

圖 4.19 Gain Imbalance vs. Pin on Sample 1

Sample2 Gain Imbalance vs Pin

-0.01

圖 4.20 Gain Imbalance vs. Pin on Sample 2

在以上影響 EVM(rms)的四項參數 Magnitude error、Phase error、

Quadrature error、Gain Imbalance 的分析中，對於 EVM(rms)變差的原因，

主要雖然是 Magnitude error，但造成這些 error 的原因，直觀來說當然是因為 IQ unbalance 所造成，但造成 IQ unbalance 的原因可能是電路設計或 IC 製造的過程中無法做到百分之百的對稱，即電路 Mismatch 的情況無法避免，

因此會產生這些影響 EVM 的誤差。

4.2 補償改善及 LUT 實驗結果

從上一節 EVM(rms)、Magnitude error、Phase error、Quadrature error、

Gain Imbalance 的結果可看出，在此 PA Sample 中，影響 EVM(rms)最大的參數是 Magnitude error，因此我們在建立 Lookup Table 時，依據每一個 Pin 紀錄下所有的參數值，但要將 Lookup table 傳回 Baseband IQ data 做補償的時候，主要還是使用 inverse Magnitude error，圖 4.21 表示 EVM(rms)在經過 Lookup table 補償後，1M、2M、5.5M、11M bps 的結果比較，從結果可看

在文檔中數位調變之向量誤差改善 (頁 48-0)

第三章 數位調變平台設計及 EVM 改善

3.1 數位調變之平台設計(補償前)

Receiver

RF_In DUT

RF_Out

RF_In DUT RF_Out

Signal generator RF

VSA

Vector Signal Analyzer

DATA

Input Power

(dBm) EVM

5

6

AM PM LUT

I c (n) Q c (n) I(n)

Q(n)

I d (n) Q d (n)

Magnitude error Phase error

EVM

第四章

數位調變實驗結果

I+ I- Q+

1M bps (BPSK) 2M bps (DQPSK)

5.5M bps (OQPSK) 11M bps (QPSK)

1Mbps BPSK 2Mbps DQPSK

5.5Mbps OQPSK 11Mbps QPSK

Sample1 EVM (rms) vs Pin

Sample1 M ag err vs Pin

±

Sample1 Quad err v s Pin

Sample 1 Gain Imbalance v s Pin

第三章數位調變平台設計及 EVM 改善

I _c (n) Q _c (n) I(n)

I _d (n) Q _d (n)