最初的设想：
取槽路正弦电流作为反馈信号，该信号经过滤波，反相，电阻分压 后变成两路，一路通过比较器变成方波，光耦隔离后进入 DSP 的捕获引 脚。另一路通过阻容电路得到有效值进了 A/D 采样。
TMS320LF2407A 内的捕获单元可以检测频率。当捕获输入引脚 CAPx 上检测到信号的跳变时，将所选的 GP 定时器的计数值读出，并存入另一 定时器的比较寄存器和周期寄存器，其中周期寄存器的值为比较寄存器 值的 2 倍，作为 DSP 下一次脉冲输出的频率和脉宽，使能该定时器的相 关单元，产生两路脉冲。事件管理模块中的死区单元用于保证在任何情 况下，每个比较单元相关的 2 路 PWM 输出控制一对正向导通和负向导通 设备时没有重叠。对应于每个死区输入信号 PHx，产生两个输出信号 DTPHx 和 DTPHx_，当比较单元和相关输出的死区未被使能时，这两个输出信号 完全相同。当比较单元的死区使能时，这两个信号的跳变沿被一段称为 死区的时间间隔开。该时间间隔由死区控制寄存器中的相应位决定。最 小的死区宽度为 1 个 CPU 时钟周期。因为串联逆变器的两路驱动脉冲必 须包含一定宽度的死区，所以需要使能 DSP 的死区单元。
DSP 中通用定时器的比较寄存器和周期寄存器是带有影子寄存器的。
在一个周期中的任一时刻一个新的值可以写到这两个寄存器的任一个中 去。这样就可以改变下一个周期的频率和 PWM 的脉冲宽度。比较寄存器 的加载可以是在写信息后立即加载，但是对于周期寄存器而言，仅当计 数寄存器 TxCNT 为零时，工作的周期寄存器才重新加载它的影子寄存器 的值。对于感应加热电源来说，要使工作在谐振或准谐振状态，逆变部 分的驱动脉冲不仅频率要与负载谐振频率保持一致，在相位上也要保持 一致。通过多次实验和对 2407A 内部结构、工作原理的深入分析，发现
DSP 输出的两路脉冲，可以及时、精确地调整死区宽度，并且在频率上可 以很好地跟随输入信号，但是由于周期寄存器的值必须等到一个周期结 束后才能装载新的值，始终无法与输入脉冲相位上保持一致。
后来利用霍尔电流传感器，高速比较器，集成锁相环 CD4046 来实 现频率跟踪，锁相环与 DSP 数字信号处理器以及数字逻辑芯片相结合来 实现在线死区调节。该逆变控制系统框图[10]如图 3-5 所示。
LEM
比 较 器
PDII VCO
RC低 通 滤 波 器 CD4046锁 相 环
CPLD数 字 逻 辑 处 理
2分 频
槽 路 电 流 取 样 有 源 滤 波 反 相 跟 随 RC滤 波 跟 随 限 幅
槽 路 电 压 取 样 整 流 滤 波 反 相 跟 随 限 幅
ADCIN00
ADCIN01 光 耦 隔 离
光 耦 隔 离 XINT 1
CAP1 IO
PWM1
PWM2
T MS320LF2407A
f0
fr R
C
iO θe uk
图 3-5 逆变控制系统框图
§3.3.1 总体结构
图 3-6 控制系统原理框图
第三章 逆变控制系统设计
选择槽路电流信号作为锁相环的输入信号，快速比较器 MAX901 起波形
变换的作用，它将霍尔电流传感器送来的负载正弦电流变化为方波信号作 为 CD4046 的参考输入，只要负载的谐振频率的变化在锁相环的跟踪范围内，
就保证能实现自动跟踪。
CD4046 的 13 引脚与 9 引脚间所接的低通滤波器，其时间常数限制 了系统跟踪输入信号频率的速度，同时也限制了捕捉范围。如果时间常 数过长，会使环路跟踪在较快变化的输入频率时引起过度的延迟；而过 小，会引起压控振荡器输出频率的反常变化，本文选取的 R=10k，C=0.1u。
压控振荡器 VCO 的输出引脚 4 上接一 JK 触发器 74LS109，经过分频后 的信号反馈回鉴相器，因此锁相环实际输出信号①的频率是负载频率的 2 倍。此信号分两路，一路经快速光耦
6N137 隔离进入 DSP 实现死区宽度控制，
另一路进入 CPLD 进行数字逻辑处理，整 个控制系统原理框图如图 3-6 所示。
该控制系统中各点波形分析如图 3-7 所示，②为 DSP 环节输出，改变②相对于
①上升沿的延迟时间，就可改变死区宽 度。在实际电路中，电流采样，锁相跟踪，
隔离驱动等都需要时间，这将引起驱动信
号滞后电流信号一个角度，因此必须加相 图 3-7 波形图 位补偿电路。本文利用 CD4046 锁相环中 PDII 的特点，在比较器 MAX901 的负相端接一偏置电压，使得输出信号上升沿提前∆ T 时间，调节电位 器即可调节∆ T 的值。
CPLD 输出的这两路带死区的脉冲 pwm1，pwm2 经过光耦隔离后输 入给 IR2110，驱动开关器件 MOSFET。
§3.3.2 硬件各模块的设计 一 采样电路
逆变器输出电流为正弦波，其采样电路如图 3-8 所示。由电流霍尔 传感器将检测的电流经过滤波，跟随，然后通过阻容电路变成平滑的直 流有效值信号，输入到 TMS320LF2407A 的一个 AD 端口，进行采样。
图 3-8 电流采样电路
电压采样电路如图 3-9 所示，可以调节输入与输出的线性比例关系。因 为 DSP 工作电压为 3.3V，所以进入 DSP 的采样信号幅值必须在 0～3.3V 之间，同时加上限幅电路，以免过高或过低信号进入 DSP 端口，损坏芯片。
图 3-9 电压采样电路
过流过压保护电路如图 3-10 所示，A，B 分别从上述采样电路中引 出。如，若 A 点电压超过比较器的正相输入端的值，比较器输出低电平，
发光二极管导通发亮，同时光耦 TLP521 的 3 脚为低电平，3 脚与 DSP 的功率保护中断输入引脚 PDPINTA 相接，该引脚是一个下降沿有效的中 断，立即将 pwm 输出引脚置为高阻态，起到保护的作用。此工作原理也 适用于电压保护电路[23]。
第三章 逆变控制系统设计
图 3-10 保护电路
二 功率 MOSFET 的驱动电路设计
功率 MOSFET 为单极型器件，没有少数载流子的存储效应，输入阻抗高，
因而开关速度可以很高，驱动功率小，电路简单。功率 MOSFET 对栅极驱动 电路的要求主要有：
(1) 触发脉冲要具有足够快的上升和下降速度，脉冲前后沿要陡峭。
(2) 栅极电路的阻抗尽量低，可以提高开通时栅极电容的充电速度 和关断时的放电速度，从而提高功率 MOSFET 的开关速度。
(3) 为了使功率 MOSFET 可靠触发，触发脉冲电压应高于管子的开启 电压，过低的栅源电压会使功率 MOSFET 的通态电阻随着栅源电压的下降 而增大，通态电阻的增大又会带来损耗的增大，再者过低的栅源电压也 会使栅源电压的抗干扰能力下降，易造成误关断。同时，栅源之间的电 压不能超过最大额定值。本文选择的驱动电压值为 15V。
(4) 功率 MOSFET 开关时所需的驱动电流为栅极电容的充放电电流，
功率 MOSFET 的极间电容越大，在开关驱动时所需的驱动电流也越大。为 了使开关波形具有足够的上升和下降陡度，驱动电流要有较大的值。
(5) 由于桥式逆变电路的特点，高压侧的桥臂与低压侧的桥臂之间 存在电压差，此值为逆变器的输出电压，因此要求高压侧的两个管子的
驱动电路可以对地浮动。
功率 MOSFET 的栅极驱动电路有多种形式，如浮动栅驱动电源法，脉 冲变压器法，载波控制法，自举法以及用如 TLP520 等集成电路驱动等[20]。
本文逆变桥中选用的是 IR 公司生产的 IR2110。IR2110 内部应用自举 技术来实现同一集成电路可同时输出两个驱动逆变桥中高端与低端的通 道信号，它的内部为自举操作设计了悬浮电压，悬浮电压保证了 IR2110 可用于母线电压为－4～＋500V 的系统中来驱动功率 MOSFET。同时器件 本身允许驱动信号的电压上升率达 50V/ns，故保证了芯片自身有整形功 能，实现了不论其输入信号前后沿的陡度如何，都可保证加到被驱动功 率 MOSFET 上的驱动信号前后沿很陡。它的最高工作频率高，内部对信号 的延时极小，对两通道来说，其典型开通延时为 120ns，关断延时为 94ns，
且两个通道之间的延时误差不超过±10ns，因而其可以驱动本文中最高 频率不超过 500kHz 的功率 MOSFET。它的输出级采用推挽结构来驱动所需 的功率 MOSFET，因而可输出最大为 2A 的驱动电流。在 IR2110 内部，不 但集成有独立的逻辑电源与逻辑信号相连接来实现与用户脉冲形成部分 的匹配，而且还集成有滞后和下拉特性的施密特触发器的输入级，即对 每个周期都有上升或下降沿触发的关断逻辑和两个通道上的延时及欠电 压封锁单元，这就保证了当驱动电路电压不足时封锁驱动信号，防止被 驱动功率 MOSFET 退出饱
和区、进入放大区而损 坏[21]。此外，还具有保 护信号输入端，当该脚 接高电平时，IR2110 的 输出信号全被封锁。
IR2110 采用标准双
列直插式 14 引脚，外接 图 3-11 IR2110 驱动电路
器件需提供自举电容和自举二极管[22]。
第三章 逆变控制系统设计
三 其它外围电路
TMS320LF2407A 采用高性能静态 CMOS 技术，减小了控制器的功 耗，工作电压为 3.3V。需要独立的双电源供电，数字与模拟供电电压要 分开。
图 3-12 DSP 外围电路
图 3-12 中 a 为电源电路，采用 TI 公司的专用电源芯片 TPS7333Q，
点 C 为 3.3V 电压输出端。图 b 为复位电路。RS 是一个 I/O 引脚，当开 关 SW1 闭合，RS引脚为低电平，系统复位[28]。