西安理工大学 硕士学位论文

西安理工大学 硕士学位论文

基于DSP的高频感应加热电源控制系统的研究 姓名：张素荣

申请学位级别：硕士 专业：@

指导教师：李敏远

20040101

基于 DSP 的高频感应加热电源控制系统的研究

学科名称： 检测技术与自动化装置 研究生姓名：

导师姓名：

职 称：

答辩日期：

摘 要

在串联谐振感应加热电源的运行过程中，根据逆变器运行性能与死区宽度存在 紧密联系的特点，逆变控制部分要能实现负载频率跟踪功能和在线死区调节功能。

同时，控制电路必须对整流电路、逆变电路等系统主电路部分进行功率控制，使在 各种扰动下维持系统各参量不偏离其设定值。

本文以高频串联感应加热电源为研究对象，简要介绍了感应加热的基本知识 和感应加热技术的发展过程，同时对感应加热的控制问题也做了简单的介绍。

通过分析感应加热电源的谐振槽路和拓扑结构，选择了更适合高频感应加热 电源的串联型逆变器。并分析了感应加热电源的各种调功方式，在对比几种功率 调节方式的基础上，得出在整流侧调功有利于高频感应加热电源频率和功率的提 高，选择了不控整流加斩波器调压作为研究对象。

在逆变控制电路的实现中，研究了基于 DSP 的具有最佳死区的频率跟随控制 系统。用锁相环作为频率跟踪的核心器件，根据最佳死区的理论，用 DSP 实现死 区的在线调节。设计以 TMS320LF2407A 为控制核心的硬件控制平台，包括了采样 电路、保护电路、相位补偿电路、驱动等外围电路，在此基础上编制了程序软件。

最后分析了高频感应加热电源的闭环控制的控制策略，并将智能控制引入感应加 热电源的功率调节中。本文还给出了软硬件实现方案和实验结果。

关键词：高频感应加热电源，串联谐振，死区，数字信号处理，功率控制

摘要

Subject: THE RESEARCH OF THE CONTROL SYSTEM OF HIGH FREQUENCY POWER SUPPLY FOR INDUCTION HEATING BASED ON DSP

Name:

Instructor:

Abstract

In the running of the series resonant induction heating power supply, the operation of the inverter is closely related to the breadth of the dead time. The inverter control must perform the functions of load frequency following and dead time regulating in time. At the same time, the control circuit must realize power regulating of the rectifying circuit and the inverter circuit and keep some parameters impervious to the interferer.

This paper has researched high frequency solid induction heating power supply. In the first chapter, it has introduced the history and basic knowledge of induction heating and the control problems on inducting power supply.

The basic principals of the resonant tank and the two main topologies are analyzed in detail. This paper select the series-resonant inverter because it is more suited to high frequency power supply and it will be easy to enhance power capacity and enable the power supply to work on higher frequency if power is regulated in the rectifier. So uncontrolled rectifier and Buck chopper constitute DC circuit is selected as rectifier circuit.

In the realization of the inverter control circuit, the frequency self-following system with optimal dead time based on DSP is researched. The core instrument for frequency-following is the PLL. The DSP is used to realize the regulating of the dead time on-line. The hardware control system based on TMS320LF2407A is designed, which includes sampling circuit, protective circuit, phase-compensated circuit, driving circuit and so on. The program of system is compiled. The strategies of the closed loop control of high frequency induction heating power supply and the fuzzy control is introduced to the power

control. The hardware and software realization scheme is given. In the end of this paper, much of wave and the experiment results are provided.

Abstract: high frequency power supply for induction heating, series-resonant, dead time, DSP, power control

第一章 绪论

§1 绪论

感应加热是利用电磁感应原理把电能转化为热能的设备。根据感应 加热的工作原理可知，工件的加热厚度可以方便的通过调节频率来加以 控制。频率越高，工件的加热厚度就越薄。这种性质在工业金属热处理 方面获得了广泛的应用^[1]。

感应加热的最大特点是将工件直接加热，其优点是工人劳动条件 好，工件加热速度快，温度容易控制，加热过程中不会混入杂质及金属 烧损少等，在国外，感应加热技术已日趋成熟。在铸造方面，正在迅速 发展双联熔炼工艺，即利用中频炉保温改性，进行球墨铸铁或合金钢的 精密浇铸；在锻造方面，利用感应加热实现快速透热热锻，其材料利用 率可达 85%，铸件表面光洁度可<50um；在焊接、淬火方面，一方面致 力于开发大功率全固态高频电源，另一方面致力于开发高度自动化的热 处理成套处理系统。

§1.1 感应加热电源的发展概况

选用器件的发展：电力电子技术是电工技术的分支之一。应用电力 电子器件和以计算机为代表的控制技术，对电能特别是大功率进行处理 和变换，是电力电子的主要内容。可以认为，它包括下面三部分:

(1) 元器件(电力电子器件、磁元件、及电容器等)。

(2) 电力电子变流(换)技术，包括改变频率、电压、电流(量值与 类型变换)及变换相数等。

(3) 控制技术、微电子技术与电力电子技术结合，实现智能控制。

构成感应加热电源的整流器和逆变器是比较典型的电力电子电路，它们 的技术紧随着电力电子技术的发展而发展，并且标志着整个电力电子技 术的水平和现状。自从第一台晶闸管感应加热电源出现直到七十年代，

由于电力电子技术尚处于传统技术阶段，感应加热电源中的整流、逆变 全由晶闸管组成，工作频率低，噪音高，控制系统一般采用分立元件构

成，这段时期的技术发展主要是容量的扩大和控制手段的提高，采用较 复杂的电路拓扑结构来提高工作频率。

七十年代后期，以大功率晶体管、门极可关断晶闸管和功率场效应 晶体管为代表的全控型功率半导体器件的商品化，使电力电子技术出现 了一次飞跃。进入八十年代以后，半导体工艺日渐成熟，并不断产生新 技术，出现了大功率半导体器件模块，使电力电子装置的体积大为减小，

而且极大地提高了效率和可靠性。在八十年代后期，不仅已有的 GTR, POWER MOSFET 容量不断地提高，而且涌现出绝缘栅双极晶体管(IGBT )、

静电感应晶体管(SIT)、静电感应晶闸管(SITH), MOS 控制晶闸管(MCT) 等新型自关断器件，它们为全固态中、高频感应加热电源的推广和普及 提供了条件。IGBT, SITH 在几十千赫兹频段内得到了大量应用，而 SIT, MOSFET 则在 100KHZ 以上频段向传统的电子管式感应加热电源发起了挑 战。

目前，国外在中高频感应加热电源的全固态化方面己取得了重大进 展。西班牙采用 GTR 制成的感应加热电源的技术指标为 50kHz/25kW，

IGBT 为 50kHz/200kW,MOSFET 为 200kHz/200kW， 日 本 采 用 SITH 为 60kHz/100kW，SIT 为 100kHz/300kW 和 200kHz/200kW。从这些技术指标 可以看出，全固态中高频感应加热电源已经能够替代电子管式高频电 源，有着良好的应用前景。

从频率功率角度来看 在中频范围内，晶闸管中频感应加热装置 已完全取代了传统的中频发电机组和电磁倍频器。国外装置的最大容量 已达数十兆瓦，国内也已形成 200Hz～8000Hz，功率为 100kW～3000kW 系列产品，可以配备 5 吨以下的熔炼炉及更大容量的保温炉，也适用于 各种金属透热，表面淬火等热处理工艺。因此，在研究和开发更大容量 的并联逆变中频电源的同时，研制结构简单，易于频繁启动的串联逆变 中频电源是国内中频感应装置领域有待解决的问题，尤其是在炉炼、铸 造应用中，串联逆变电源易实现全工况下恒功率输出及单片机负载功率

第一章 绪论

分配控制，更值得推广应用。

在超音频（10kHz～100kHz）频段内，由于晶闸管本身开关特性等 参数的限制，给研制该频段的电源带来了很大的技术难度，它必须通过 改变电路拓扑结构才有可能实现，浙江大学在 70 年代开始研制晶闸管 倍频逆变电路，目前产品水平为 250～320kW/10～15kHz，后来 80 年代 末又采用改进型倍频逆变电路研制了 50kW/50kHz 晶闸管超音频电源，

但由于倍频电路的双谐振回路耦合使负载呈非线性，时变负载参数与谐 振回路参数匹配调试较复杂而没有得到很好的推广应用。70 年代末和 80 年代初，现代半导体微集成加工技术与功率半导体技术的结合，为 开发新型功率半导体器件，固态超音频，高频电源的研制提供了坚实的 基础。第一台晶闸管超音频感应加热电源在 1985 年面世，其容量为 25kW/50kHz，由于单管容量小而采用了多管并联技术，功率晶体管开关 速度受到存储时间限制及二次击穿问题，限制了它的推广使用^[8]。随后 出现的达林顿晶体管功率模块大多为电机调速应用设计，其开关速度更 低，一般无法适用于感应加热电源。1994 年日本采用 IGBT 研制出 1200kW/50kHz 的电流型感应加热电源。浙江大学 90 年代起从晶闸管转 向 IGBT 在超音频电源上应用，成功地研制了 400kW/50kHz 感应加热电 源，其它单位有关于 100kW/20kHz 装置的报导^[2]。

功率 MOS 晶闸管与功率双极晶体管相比存在许多优点，由于其不存 在存储时间，因此它的开关时间远远小于双极晶体管，另外，MOS 晶体 管不存在二次击穿问题，具有矩形完全区，驱动功率小、易并联等优点，

非常适合高频大功率感应加热电源应用。采用 MOS 管可能引起的问题是 由于高速开关要求电源工艺布线严格，另外，高压 MOS 晶体管通态损耗 较大。1983 年美国 GE 公司发明了一种新的很有前途的功率器件 IGBT，

它综合了 MOS 管与双极晶体管的优点，IGBT 结构除增加一 N 层外非常 像 MOS 管结构，因此在其通态压降的同时开关速度加快，自 1988 年解 决了擎住问题后（由寄生 NPN 晶体管引起），大功率高速 IGBT 已成为众

多加热电源的首选器件，频率高达 100kHz，功率高达 MW 级电源已可实 现。欧美地区的一些国家如英国、法国、瑞士等国的系列化超音频感应 加热电源目前最大容量也达数百千瓦。国内在 90 年代初，浙江大学开 始对 IGBT 超音频电源的研制，目前的研制水平为 200kW/50kHz，与国 外的水平仍有相当大的距离。

在高频（100kHz 以上）频段，目前国内以模块化、大容量化，MOSFET 功率器件为主。在欧美各国，采用 MOSFET 的技术正在突飞猛进。在高频 这一频段可供选择的全控型器件只有静电感应晶体管（SITH）和功率场 效应晶体管（Power MOSFET），前者是日本研制的 3KW～200KW，20kHz～

300kHz 系列高频电源，后者由欧美采用功率 MOSFET 研制成功输出频率 为 200～300kHz，输出功率为 100～400KW 的高频电源。与国外相比，国 内半导体高频电源存在较大差距，铁岭高频设备厂研制成功了 150kHz／

80KW 的 SIT 高频电源，天津高频设备厂分别与天津大学和北京有色金属 研究总院合作研制了 200kHz/75kW 及 400kHz/10KW 的 SIT 高频电源。但 由于 SIT 很少进入国际流通渠道，整机价格偏高；浙大采用功率 MOSFET 研制了 20KW／300kH 高频电源^[3][4]。

感应加热电源技术的发展与功率半导体器件的发展密切相关，随着 功率器件的大容量化、高频化带动感应加热电源的大容量化和高频化。

其发展趋势如下所示：

高频化

目前，感应加热电源在中频频段主要采用晶闸管，超音频频段主要 采用 IGBT，而高频频段，由于 SIT 存在高导通损耗等缺陷，主要发展 MOSFET 电源。感应加热电源谐振逆变器中采用的功率器件利于实现软开 关，但是，感应加热电源通常功率较大，对功率器件、无源器件、电缆、

布线、接地、屏蔽等均有许多特殊要求，尤其是高频电源。因此，实现 感应加热电源高频化仍有许多应用基础技术需进一步探讨，特别是新型 高频大功率器件的问世将进一步促进高频感应加热电源的发展。

第一章 绪论

大容量化

从电路的角度来考虑感应加热电源的大容量化，可将大容量化技术 分为二大类:一类是器件的串、并联，另一类是多台电源的串、并联。在 器件的串、并联方式中，必须认真处理串联器件的均压问题和并联器件 的均流问题，由于器件制造工艺和参数的离散性，限制了器件的串、并 联数目，且串、并联数越多，装置的可靠性越差。多台电源的串、并联 技术是在器件串、并联技术基础上进一步大容量化的有效手段，借助于 可靠的电源串、并联技术，在单机容量适当的情况下，可简单地通过串、

并联运行方式得到大容量装置，每台单机只是装置的一个单元或一个模 块。

感应加热电源逆变器主要有并联逆变器和串联逆变器，串联逆变器 输出可等效为一低阻抗的电压源，当两电压源并联时，相互间的幅值、

相位和频率不同或波动时将导致很大的环流，以致逆变器件的电流产生 严重不均，因此串联逆变器存在并机扩容困难；而对并联逆变器，逆变 器输入端的直流大电抗器可充当各并联器之间的电流缓冲环节，使得输 入端的 AC/ DC 或 DC/ DC 环节有足够的时间来纠正直流电流的偏差，达 到多机并联扩容。晶体管化超音频、高频电源多采用并联逆变器结构，

并联逆变器易于模块化、大容量化是其中的一个主要原因。

负载匹配

感应加热电源多应用于工业现场，其运行工况比较复杂，它与钢铁、

冶金和金属热处理行业具有十分密切的联系，它的负载对象各式各样，

而电源逆变器与负载是一有机的整体，负载直接影响到电源的运行效率 和可靠性。对焊接、表面热处理等负载，一般采用匹配变压器连接电源 和负载感应器，对高频超音频电源用的匹配变压器要求漏抗很小，如何 实现匹配变压器的高能输入效率，从磁性材料选择到绕组结构的设计已 成为一个重要课题，另外，从电路拓扑上负载结构以三个无源元件代替 原来的二个无源元件以取消匹配变压器，实现高效、低成本隔离匹配。

智能化控制

随着感应加热对自动化控制程度及电源可靠性要求的提高，感应加 热电源正向智能化控制方向发展。具有计算机智能接口远程控制、故障 自动诊断等控制性能的感应加热电源正成为下一代发展目标。

高功率因素，低谐波电源

因为感应加热电源一般功率都很大，目前对它的功率因数、谐波污 染指标还没有严格要求，但随着对整个电网无功及谐波污染要求的提高，

具有高功率因数(采用大功率三相功率因数校正技术)低谐波污染电源必 将成为今后发展趋势^[5]。

§1.2 感应加热电源控制系统

§1.2.1 感应加热电源的控制问题

感应加热对其电源提出了一定的技术要求，感应加热电源的控制系 统就是根据这些要求来设计和实现的。在生产过程中，根据不同的工艺，

高频电源不仅需要输出各种不同的功率，而且还需要在各种扰动下维持 和调整各种指标。例如锻坯加热时，为保证工件的出口温度，电源必须 具有电压自动调节的能力，以适应电网电压的波动的影响。另外，在感 应加热系统出现故障情况下，电路中会出现过电流和过电压，控制系统 中保护部分应该负责故障的处理。因此，与其他自动装置一样，高频电 源必须具备相应的控制功能，才能可靠的工作和保证产品质量。随着加 热工业的发展和新产品的生产工艺的变化，对感应加热电源的控制系统 功能的要求也更加的多样化和智能化。

感应加热电源的控制电路必须至少起着以下作用：

1. 调功 控制电路必须对整流电路、逆变电路等系统主电路部分进行调 功控制，使在各种扰动下维持系统各参量不偏离其设定值。

2. 跟踪 逆变控制部分中要能实现自动跟踪功能，根据负载谐振工作频 率调整逆变器开关管的工作频率。

3. 保护 当上述各参量因各种故障而超出其设定的极限值时，控制电路

第一章 绪论

应将产生触发信号的部分封锁。

§1.2.2 感应加热电源的控制方法

控制电路经历了由模拟控制，数字控制到计算机网络控制；由定时 (定状态)到实时在线控制；由硬件一对一台装置控制到软件一对一批装 置控制。大装置和复杂系统则用 PLC，DSP 或计算机网络构成的计算机 网络控制。这样一种格局能够将现代控制理论引入到电力电子装置中去，

为控制方法提供了无限广阔的发展空间，成为研究的一个重点。

目前控制电路大多为模拟控制电路。模拟控制电路难免存在着一些 缺点，比如：触点多，焊点多，可靠性降低；对一些元件的工艺性要求 高。由于是模拟器件，电路一旦成品，一些元件的参数就不容易进行修 改，也就是其灵活性比较差。数字系统在这些方面就显得很先进。首先 是灵活，修改一个参数很方便；其次，在能保证程序可靠的前提下，运 行比起模拟系统要可靠的多；最后，使用起来比较简洁，灵巧，而不要 太多的元器件。

就控制功能而言，大量采用的是简单的限流限压单闭环控制方式，

其动态响应较慢，超调量大，稳定性较差，而且不能克服电网波动和负 载扰动的影响，这样就大大降低了电源的可靠性，影响了其运行性能，

限制了它的应用和发展。针对感应加热装置中的感应器和负载这个复杂 的时变参数的控制对象，可以考虑在闭环控制系统的控制算法中实现智 能控制，以求适应这类复杂多变的工业对象，达到一般控制所无法达到 的控制效果，控制精确度更高，加工的工艺更精细等。

由微处理器（如 PLC，单片机，DSP）监控的闭环控制系统，能够 采集现场的电压、电流、频率、温度等所需的实际物理信号，并可以根 据这些原始数据计算出现场的功率、相位角、功率因数、能耗等观察数 据。在这些数据的基础上，可以实现这些数据的数字显示，便于监视。

在开环控制的基础上，利用这些数据可以实现功能复杂的闭环控制，如 电压闭环、电流闭环、功率闭环、温度闭环等等，视用户的实际需要而

定。而且在用户的事先设定下，这类闭环控制系统可以利用微处理器的 独特功能实现产品复杂加工工艺要求的加热过程。

§1.3 本课题研究的意义和任务

在串联谐振感应加热电源的运行过程中，逆变器的两路驱动信号之 间需留有一定的死区，死区宽度与器件的开关损耗和逆变器运行性能密 切相关。传统的死区形成采用 RC 模拟电路组成，死区的大小通过调节电 位器来改变，需要人为调整，不具备在线调整功能。为保证串联逆变器 高效可靠运行，研究具有最佳死区的逆变控制系统具有十分重要的意义。

本文研究了以功率 MOSFET 为开关管的串联谐振逆变器的频率跟 踪问题，针对逆变器运行性能与死区宽度存在紧密联系的特点，提出了 根据负载运行的频率和功率实时调整驱动信号死区大小的方法，根据负 载工作频率和功率，利用 DSP 实时调节死区宽度，采用集成锁相环电路 进行负载的频率跟踪，实现了基于数字信号处理（DSP）的最佳死区频 率跟随系统，给出了硬件和软件实现方案，并用实验进行了验证。

同时，本文对高频感应加热电源的功率调节问题进行了分析，采用 不控整流加斩波器作为电源输出功率控制的方法，将感应加热电源的控 制问题转换为 Buck 变换器的控制问题，给出了几种闭环控制方案。针 对其数学模型较复杂，且系统参数具有非恒定性，随时间，环境及自身 温度的变化而变化的特性，在闭环控制系统的控制算法中引入了模糊控 制。给出了实现方案和软件流程图。

第二章 MOSFET 高频电源主电路分析

§2 MOSFET 高频电源主电路分析

§2.1 负载分析

感应线圈通以交变电流，产生磁场，在工件内感应出电流。它可等效 为变压器，线圈为原边，被加热工件为副边，且其副边为单匝短路的,可以 将感应加热电源的负载表示为如图 2-1 所示。当感应圈通入交变电流时，

就会产生磁场，由于感应圈与被加热工件之间存在气隙，一部分磁通会穿 过工件，称为主磁通；另一部分磁通没有通过工件，称为漏磁通。漏磁通 的大小是由工件与感应圈的气隙大小决定的。

图 2-1 负载的变压器模型

上图中R₁为初级线圈即感应线圈的电阻，L₁为初级线圈的电感；R₂ 为次级线圈即被加热工件的电阻，L₂为次级线圈的电感； M 为互感。按 变 压 器 的 原 理 可 以 画 出 它 的 等 效 电 路 ， 如 图 2-2 所 示 。 图 中

) ( ₁

1 j L M

X = ω − ,它代表感应线圈的漏磁通引起的感抗；X_m = jωM ,它 代表主磁通引起的互感抗；X₂ = jω(L₂ −M),它代表工件中涡流引起的 漏磁通所导致的漏感抗。

图 2－2 负载等效电路

感应加热的负载虽然相当于一个变压器，但它的参数却与普通的变

压器有很大不同。由于工件与感应线圈之间存在一定的间隙，所以原边 的漏磁通很多。其次，在加热过程中，X₁,X₂,X ,_m R₂的变化都很大。

为分析方便,可把图 2－2 的电路等效成图 2－3 电阻与电感串联的形式。

其中品质因数：

S S L

L

X R P

Q=Q = (2－1)

由（2－1）式可见， Q 值与等效后的线圈电参数 R ,S X 有关，而影响这两个参数的因素包括感应线圈的_S

电感和电阻，工件的电感和电阻以及外加频率等。通常 图 2-3 串联等效电路 Q 值很低，为了提高负载电路的功率因数，通常在负载上并联或者串联电

容以提高其功率因数。

§2.2 串联谐振槽路

如前所述，为了提高负载电路的功率因数，通 常在负载上并联或者串联电容以提高其功率因数，

电容与负载串联也就构成了串联谐振电路，感应线 圈以电阻与电感串联的等效形式表示，则串联振荡

电路如图 2－4 所示，由图可见，负载的阻抗为： 图 2-4 串联谐振电路 jX

R X X j C R

L j R

Z = + − 1 )= + ( _L + _C)= +

(ω ω (2-2)

2 2

2

2 1 )

( )

(X X R L C

R

Z _{L C}

ω −ω +

= +

+

= (2-3)

在 Im[Z(jω)]=0 时产生串联谐振，设谐振角频率为ω₀，则 1 0

0

0 − =

L C

ω ω 即

LC 1

0 =

ω (2-4)

由于ω₀ =2 fπ ₀，故

LC f 2π

1

0 = (2-5) 此时电路各参数如下：

第二章 MOSFET 高频电源主电路分析

Z =Z₀ =R (2-6)

R I U

I = ₀ = (2-7)

QU U

U_C = _L = (2-8)

CR R

Q L

0

0 1

ω ω =

= (2-9)

可见，谐振时外电源电压全部加在电阻上，此时电感上的压降和电容上的 压降大小相等，方向相反，它们的值是电源电压的 Q 倍，所以，串联谐振 也称为电压谐振，Q 为谐振电路的品质因数。

当外施电压的有效值不变时，电流的频率特性为 U j Y L C

R U j

Z

I U ( )

1 ) ) (

) ( (

2 2

ω ω ω

ω ω =

− +

=

= (2-10)

§2.3 拓扑结构的分析

1、串联谐振逆变器：

采用电容与负载串联的谐振式感应加热电源，由电路理论可知^[11]，必 须用电压源才能谐振。此时电路具有以下特点：

(1) 串联谐振逆变器中电流为正弦波，换流时反并联二极管续流，所以 开关器件承受的反压仅为反并联二极管的正向导通压降，是非常低的，这 一特点正是 MOSFET，IGBT 等器件要求的。一般这些器件内部都集成有反 并联二极管，非常适合于串联谐振逆变器。使用时可以直接使用这些反并 联二极管，而无需再外加反并联二极管。

(2) 串联谐振逆变器起动比较简单。因为串联逆变器可以自激工作，也 可以他激工作。但是，他激工作时如果他激频率和负载谐振频率相差比较 大，就会使无功电流增大，效率变低，输出有功功率减少，功率器件发热 比较严重，在实际系统中应该注意这个问题。而并联谐振逆变器一般只能 工作在他激状态，当工作频率不等于负载固有谐振频率时，就起动不起来，

所以并联逆变器起动前必须预先测定负载固有谐振频率，然后将触发脉冲 频率调整到与其近似相等，才能起动。起动后，随着工件温度的升高，负

载参数发生变化，负载谐振频率也发生变化，这时如果触发频率不能迅速 跟踪谐振频率，将有可能使逆变器停止振荡甚至造成逆变颠覆，这就要求 控制电路必须能够快速而且稳定的工作，从而增加了控制系统设计的难度。

在串联谐振逆变器中就不会发生这种问题，负载谐振频率发生变化，只会 使功率因数角发生变化，输出功率也发生变化，但不会造成停止振荡或逆 变颠覆的后果。

(3) 在高频线路中，线路对各种分布参数较为敏感，其中比较重要的分 布参数之一是引线电感。在工业实际应用中，一般负载总是离电源有一定 的距离，即逆变侧负载的两根引出线一般较长。在并联谐振逆变器中，这 根引出线的分布电感将改变负载电路的结构，从而影响逆变器工作，在串 联谐振逆变器中，这个分布电感只会改变串联回路中电感量的大小，而不 会影响负载电路的结构。可以采用集中参数的作法，将这一引出线的分布 电感归总为负载感应器的一部分。因此串联谐振逆变器在负载槽路布线工 艺上比并联逆变器要求低，调试更为简单。

(4) 串联谐振逆变器采用大电容滤波，当发生上、下桥臂短路故障时，

由于电容电压不会突变，因此瞬时放电电流将会很大，远远超出了功率器 件的额定电流，如果不能在器件的允许短路时间内将器件关断，就会造成 器件的永久性损坏。但是，这一缺点可以通过设计性能优良的短路保护电 路，在器件的允许短路时间内将器件关断，从而避免损坏开关器件。

(5) 补偿电容耐压要求高，必须采取措施来降低补偿电容上的电压。

2、并联谐振逆变器

采用电容与负载并联的谐振式感应加热电源，由电路理论可知^[11]，必 须用电流源才能谐振。此时电路具有以下特点：

(1) 并联谐振逆变器采用大电感进行滤波，在负载发生短路时，由于电 感电流不能突变，所以电流上升率得到抑制，保护起来比较容易，不易损 坏功率器件。

(2) 并联谐振逆变器电路由于其负载电路的电感、电容本身构成振荡回

第二章 MOSFET 高频电源主电路分析

路，因此它对负载的适应能力强，运行较为可靠。

(3) 并联谐振逆变电路对补偿电容的耐压要求不高，只要达到负载两端 正弦电压的峰值即可。市场上也比较容易买到。

(4) 并联逆变器换流期间，逆变开关器件有可能承受反压，而用于高频 感应加热电源的自关断器件 MOSFET，所承受反压的能力低。如果用反并 联二极管予以保护，则会出现环流，损坏器件。因此，每一桥臂必须串入 与开关器件相同等级的快速恢复整流二极管，以承受反向电压。但是，这 会增大各臂的通态损耗。目前国内高压大容量的快速恢复整流二极管难以 买到，价格十分昂贵。

(5) 并联谐振逆变器起动比较困难，起动时间较长，需对滤波大电感预 充电，故控制系统也相对比较复杂。国内从七十年代就开始研制并联谐振 感应加热电源，但是到现在仍有人在起动问题上做文章，设计出许多种起 动电路，由此可见并联谐振式加热电源起动的复杂性。这也使得并联谐振 逆变器多用于熔炼、透热等无需频繁起动的场合，而在如淬火等需频繁起 动的场合应用的较少。

(6) 并联谐振逆变器采用大电感滤波，带来了短路保护比较容易的优 点，但同时也带来了缺点：在大功率加热电源中，此大电感的容量非常大，

因此体积也非常庞大，从而使整个装置体积增大。

除了并联谐振和串联谐振两种基本的电路形式以外，人们又设计出许 多其它形式的逆变器，用来提高加热电源的输出频率。这些电路有：改进 型并联逆变电路、倍频逆变电路、并联式时间分割逆变电路、串联式时间 分割逆变电路等。这些逆变电路的结构比单纯的并联谐振和串联谐振电路 复杂的多，控制起来也非常复杂。

综合比较串、并联谐振逆变器的优缺点，又考虑到本课题中的电源主 要用于高频段，所以选择串联逆变器作为研究。

图 2-5 串联谐振逆变器拓扑结构

串联逆变电路如图 2-5 所示，图中 C 为补偿电容，R，L 为包含负载 在内的负载等值的电阻和电感。交替开通和关断S₁，S₂，S ，₃ S₄就可以 在逆变器的输出端获得交变的方波电压，其电压幅值取决于逆变器的输 入端电压值，频率取决于器件的开关频率。设逆变器的直流输入电压为 U ，将其按傅里叶级数展开可得： d

) 1sin

3 3sin (sin 1

4 + +"+ +"

= n t

t n t

U

u_{d d} ω ω ω

π ^{（n 为奇数）}

"

"+ + +

+

=U_1msinωt U_3msin3ωt U_nmsinnωt (2－11) 上式中U_1m，U_3m…U_nm分别为基波、三次谐波和 n 次谐波。

基波频率下，电容和电感产生谐振，负载电路只表现为阻性，在三 次及高次谐波频率下，电感的感抗大于电容的容抗，且其差值通常远大 于电阻值，且随 Q 值的增加而增加，可以得出 n 次谐波下阻抗的模：

2 2

2

2 1

1 1



 

 − +

 =



 



 −

+

= R Q n n

c L n n R Z_n

ω ω (2－12) n 次谐波下的电流与 Z_n 成反比，由上式可以看出电流的值与 Q、n 成反比，因此，谐波的次数越高，相应的电流值越小，且通常 Q 值很大，

所以三次以上的谐波电流分量可以忽略不计，可以认为串联谐振逆变器 的输出电流是角频率为基波频率的正弦波^[13]。

在串联谐振中，如果四只管子同时导通，会造成电压源直通短路，

所以必须等一对管子可靠关断后方可开通另一对，即两路驱动信号之间

第二章 MOSFET 高频电源主电路分析

要留有适当的死区。

§2.4 串联谐振逆变器常用的调功方法

串联谐振逆变器的调功方法可分为两类：直流调功和逆变调功。直 流调功通常采用直流斩波或相控整流来改变逆变器的输入直流电压的大 小。

采用整流电路调功方式

调节整流器的触发角，从而调节逆变器的输入电压，其电路构成如 图 2-6 所示。电

源输出功率在实 际应用中必须是 可调节的，因此 在电源中需含有 调功电路，这是 在电力电子技术 中 最 通 用 的 做

法，但这种方式的功率因数较低，动态响应慢，对电网的污染较大^[35]。 直流斩波调功

不控整流加 PWM 斩波调功方式的结构图如图 2-7 所示，采用定频调 宽方式，即固定周期 T，改变斩波部分开关管的导通时间 T_on。改变 T_on 就能控制斩波器输出电压平均值的大小，即实现直流测调功。这种方式 可以获得较高的功率因数，但是 PWM 是工作在硬开关方式，开关损耗 较大，由于电路中电感的存在，将使开关管 K 关断时承受较高的电压，

而 K 的开关频率较高有利于减小滤波电路中储能元件的体积。因此，在 高频感应加热电源中 K 宜选用耗散功率大，能承受较高电压且能在较高 频率下工作的开关器件。IGBT 正好符合上述要求，是比较理想的选择。

若采用这种调功方式，可以应用 ZVT-PWM 等软开关技术，使 PWM 斩波器的自关断器件在零电压或者零电流开关^[14]。

整 流 器 滤 波 器 逆 变 器 负 载

逆 变 器 保 护 控 制

整 流 器 控 制 工 频 电

图2-6 相控整流调功结构

不 控 整 流 器

滤 波

器 斩 波 器 逆 变

器 负 载

斩 波 器

控 制 保 护 逆 变 器

控 制 工 频 电

图2-7 不控整流斩波调功结构

移相调功

对于串联谐振逆变电路来说，可以将 DC-DC 变换器中的移相控制方 法引入高频感应加热电源输出功率控制中。使输入端的电压固定，而通 过控制逆变器功率管开通相位来进行调节，移相调功与一般的串联逆变 电路无多大的差别，差别只在控制电路。

在图 2-5 中，让S /₃ S₄的导通时刻之间的相位差从 180^°～0 内连续变 化，逆变桥的输出电压和输出功率就会从额定值到零之间变化。改变 S1/S 与₂ S /₃ S₄触发脉冲之间的相位角，就可以改变输出电压的有效值和 输出功率。通常把脉冲不变的桥臂称为定相臂，另一个称为移相臂^[7]。 移相调功的方法与直流调功的方法相比，前者可以不用可控整流，

使控制电路大大简化，而且输出功率的速度比用可控整流要快。但此时 逆变的角度随功率的改变而改变，频率的跟踪不易实现，负载不易保持 工作在谐振频率附近，而且桥臂开关在工作时属于硬开关状态，在大角 度换流时，逆变管的损耗很大，这使得在进一步提高功率和工作频率时 是很不利的。采用可控整流器通过逆变器的输入电压来调节功率，则电 源整流器输出功率的功率因数会随着整流器触发角的变化而变化，从而 使电源效率受影响。斩波调功在直流电压下工作，供电功率因数高，对 电网的谐波干扰小；电路的工作频率高；适用于和电压型逆变器使用^[1]。 所以本文选用不控整流加斩波器的调功方式。

第三章 逆变控制系统设计

§3 逆变控制系统设计

§3.1 逆变控制问题

串联逆变器主电路如 图 3-1 所示，由四个功率 MOSFET 开关管 S₁～S₄ 构成 H 桥逆变电路，R₁～ R₄,C₁～C₄,D₁₁～D₁₄组 成放电阻止型吸收电路，

C₅～C₈为功率 MOSFET 器 件 的 输 出 电 容 ， D₁～ D₄为 MOSFET 自身所带的续流二极管，高频变压器 T 起负载阻抗匹配 作用。C 为负载槽路谐振电容，_O LO,RO为高频感应炉等效参数。

吸收电路

由于功率 MOSFET 的开关速度很快，通常工作在很高的频率，这样不 可避免地在主电路的分布电感上会产生很大的尖峰电压。过大的尖峰电 压加在器件上，可能会损坏器件，因此需在功率 MOSFET 的漏源之间加吸 收电路^[34]。吸收电路的种类很多，本文选用的吸收电路为放电阻止型吸 收电路，如图 3-1 所示。此吸收电路的工作原理如下：

a. 设S₁，S₄先导通，吸收电路中C₁，C₄上的电压为逆变器输入端电压 U ，方向为上正下负，由于d S₁导通时电压近似为零，二极管D₁₁、D₁₄ 上的电压也为逆变器输入端电压U ，方向为上负下正。_d S₂、S 上的₃ 吸收电路中C₂、C 上的电压为逆变器输入端电压₃ U ，方向为上正下_d 负，二极管D₁₂、D 上的电压为零。 ₁₃

b. S₁，S₄关断，由于在关断过程中，分布电感会产生很大的尖峰电压，

当S₁，S₄上的电压超过U 时，尖峰电压会分别通过_d C₁、R₁和R₄、C₄ 放电。待吸收电路放电结束后，S₁，S₄完全关断，此时S₂,S 尚未开₃

通，S₁，S₄,S₂,S 上的电压为₃ U_d /2，C₁、C₄、C₂、C 上的电压为₃ U ，方向都为上正下负。二极管d D₁₁、D₁₄、D₁₂、D 上的电压为₁₃ U_d /2， 方向都为上负下正.

c. S₁，S₄完全关断后,若尚未开通S₂,S ，则电流会经₃ D₂、D 续流，₃ S₁， S4上的电压为U ，方向都为上正下负，_d S₂,S 上的电压为零。₃ C₁、C₄、 C2、C 上的电压仍为₃ U ，方向都为上正下负。二极管_d D₁₂、D 上的₁₃ 电压为零，二极管D₁₁、D₁₄上的电压为U ，方向为上负下正。 _d

由上述的分析可见，在吸收尖峰电压的过程中，C₁、C₄、C₂、C 上₃ 的电压始终为逆变器输入端电压U ，开关器件上的电压基本不会超过_d U 。因此此吸收电路具有抑制关断浪涌电压的良好效果，非常适合于高d

频开关。

高频变压器

高频感应加热的负载等效阻抗通常较低，如果把逆变器输出电压直 接加到负载电路两端，负载电流将达到数百安甚至数千安，已远超出器 件所能承受的电流能力，所以必须降低逆变器的输出电压幅值。但是，

这样会使电压达不到额定值。此外，当负载谐振起来以后，补偿电容上 的电压为逆变器输出电压幅值 Q 倍（Q 为负载品质因数），所以对补偿电 容的耐压要求过高。解决上述问题常用变压器实现负载阻抗的匹配。根 据变压器理论，变压器原边等效阻抗等于副边阻抗的 K²倍（K 为变压器 变比），因此对于逆变器来说，负载阻抗大大提高了，输出电压也能提高 到额定值，流过开关器件的电流减小到允许范围之内，减轻了对补偿电 容的要求。也可用静电耦合法实现，采用无源元件，提高不同的电路拓 扑改变负载阻抗，在一定条件下可以省去负载匹配变压器^[24]。本文采用 高频变压器实现负载匹配。

本文取的高频变压器原副边匝数比n=12。变压器的设计需考虑铁 芯材料、铁芯尺寸及变压器绕组。不同工作频率的变压器，可以选择不 同磁性材料的铁芯和不同的铁芯尺寸规格，目前广泛应用的磁性材料主

第三章 逆变控制系统设计

要有硅钢片、铁氧体、非晶态合金、微晶合金、坡莫合金和铁粉芯等。

其中铁氧体是铁和其它金属元素的复合氧化物，用作软磁材料的主要有 锰锌、镍锌和镁锌几类铁氧体，其最大的优点是电阻率可以做得很高，

因此高频损耗小，所以工作频率高，可达几百千赫兹甚至几十兆赫兹。

本文选用的为 MXO-2000 锰锌铁氧体,导磁率较高，在一定线圈匝数 时，通过不大的激磁电流就能有较高的磁感应强度，线圈就能承受较高 的外加电压，因此在输出一定功率要求下，可减轻磁芯体积。磁感应强 度中等，电阻率高，损失低，价格便宜，其工作频率可以达到 500kHz。

考虑到铁芯漏磁小，变压器绕制、维护方便，有利于散热等条件，选择 铁芯结构为 EE 型。

§3.1.1 频率跟随

根据第二章分析可知，电源可工作在容性，感性，谐振三种工作状 态。工作于容性状态时，换流瞬间开关管会受到浪涌电流和浪涌电压的 冲击；工作在感性时，换流瞬间开关管会受到浪涌电压冲击；而工作于 谐振状态时，可以减小开关损耗，提高功率因数，以利于开关管在较高 频率下工作。

为了工作于谐振状态，必须使逆变器输出电压和电流保持相位相同。

而感应加热电源工作时，随着负载温度的变化，负载的固有谐振频率会 发生变化。要保持逆变器的输出电压，电流相位一致，就必须使驱动开 关管的脉冲频率与负载谐振频率始终保持一

致。

§3.1.2 死区宽度对逆变器性能的影响 为了避免上下桥臂直通短路，在两路驱动 信号之间需留有一定的死区，死区宽度与器件 的开关损耗和逆变器运行性能密切相关。

逆变电路中，如果器件为理想开关，开关

过程可以在瞬间完成，则不存在关断损耗。但 图 3-2 功率 MOSFET 的关断过程

实际上关断需要一段时间，关断时的理论波形如图 3-2 所示^[12]，可见，

关断时由于V_DS(MOSFET 漏极与源极之间的电压)的上升过程与I_D的下 降过程存在重叠时间，因此导致其关断存在损耗。

t₀ − 这段时间，总的损耗为： t₃

t f t LI

t t

t t t

t W ^dI

2 sin )] 2

1 sin 1sin

cos ) )[(

( U 2

4 ^{2 2} ₂

1 2

2 2

1 1 2

ω ω ω ω

ω ω

π − ^{− + − +}

总 =

(3-1)

由文献可知，死区宽度加大，关断损耗随之增大，因此，死区宽度要尽 量小^[16]。

由前面的分析可知，为防止桥臂直通短路，要遵循先关断后开通的 原则，因此，一个合理的死区首先应该包含器件的关断时间。此外，如 图 3-1 所示，当S₁，S₄可靠关断后，桥臂上的功率 MOSFET 的输出电容的 电压均为U /2，若在此时开通_d S₂，S ，则₃ C ,₆ C 上的电荷会直接经₇ S₂，

S 本身短路放电，而输出电容与漏极以及源极的内部引线电感可能会发3

生谐振，从而产生电压和电流尖峰，为了避免这种现象的发生，需待输 出电容放电结束后方可开通另一对管子。可见，一个最佳的死区时间应 包括器件关断时间和输出电容放电时间之和。

对于关断时间，每种具体型号的管子都已给出了具体参数，为了加 快其关断时间，栅极的驱动信号应尽量陡峭。对于输出电容的放电时间，

是由输出电容值以及电流、电压等因素决定的。功率 MOSFET 的输出电容 是随V_DS的增大而逐渐减小的，一般在 40－50V 接近稳定，通常逆变器输

入端电压的一半都大于 40V，可以认为输出电容为定值。根据理论推导，

最佳死区时间应为^[16]：

] / ) 2 1

arccos( 2 2

[ 1 ω ω

−

− +

= I

C V t f

t_{死区 off} (3-2) 其中， t_off ——器件关断时间， I ——负载电流有效值，

f ——负载工作频率， ω =2πf ，

第三章 逆变控制系统设计

V ——负载电压有效值，

C——逆变桥臂上 MOSFET 的输出电容

§3.2 基于 DSP 的具有最佳死区的频率跟随控制系统

§3.2.1 TMS320LF2407A DSP 控制器

数字信号处理作为信号和信息处理的一个分支学科，已经在科学研 究、技术开发、工业生产、国防和国民经济的各个领域得到了广泛的应 用，并取得了丰硕的成果。数字信号处理系统的优越性表现为：

1. 灵活性好：当处理方法和参数发生变化时，只需通过改变软件设计 以适应相应的变化；

2. 精度高：信号处理系统可以通过 A/D 变换的位数、处理器的字长和 适当的算法满足精度要求；

3. 可靠性好：处理系统受环境温度、湿度、噪声及电磁场的干扰所造 成的影响较小；

4. 可大规模集成：随着半导体集成电路技术的发展，数字电路的集成 度可以做得很高，具有体积小、功耗小、产品一致性好等优点。

和早期的 DSP 芯片相比，现在的 DSP 芯片在成本、体积、工作电压、

重量和功耗都有了很大程度的下降，而且软件和硬件开发工具不断完善。

目前，DSP 芯片已广泛应用于通信、自动控制、航天航空、军事、医疗 等领域。

DSP 芯片一般具有如下主要特点：

(1) 在一个指令周期内可完成一次乘法和一次加法；

(2) 程序和数据空间分开，可以同时访问指令和数据；

(3) 片内具有快速 RAM，通常可通过独立的数据总线在两 RAM 块中 同时访问；

(4) 具有低开销或无开销循环及跳转的硬件支持；

(5) 快速的中断处理和硬件 I/O 支持；

(6) 具有在单周期内操作的多个硬件地址产生器；

(7) 可以并行执行多个操作；

(8) 支持流水线操作，使取指、译码和执行等操作可以重叠执行。

DSP 发展到今天，大致可按照三种不同的分类方式来归类：第一，根 据 DSP 芯片的工作时钟和指令类型分类，分为静态 DSP 芯片 (指在某时钟 频率范围内的任何时钟频率上，DSP 芯片都能正常工作，除计算速度有变 化外，没有性能的下降) 与一致性 DSP 芯片 (指两种或两种以上的 DSP 芯 片，它们的指令集和相应的机器代码和管脚结构相互兼容)。第二，按数据 格式分为定点 DSP 芯片 (数据以定点格式工作) 与浮点 DSP 芯片（数据以 浮点格式工作，不同浮点 DSP 芯片所采用的浮点格式不完全一样)。第三，

按用途分为通用 DSP 芯片与专用 DSP 芯片。

一般而言，评价控制专用单片控制器的性能指标有几个方面：第一，基 本指令数多少及执行时间快慢，决定了实现复杂算法的难易程度，系统适 时性及保护功能的可靠性。第二，处理器内部可读、写存储容量大小，影 响到复杂算法的实现。第三，中断功能强弱及中断通道数目的多少，为系 统保护功能的实现提供了保障。第四，有无用于脉宽调制硬件单元及可实 现的调制范围宽窄。第五，有无用于输入模拟信号的 A/D 转换接口，减小 了硬件设计的体积与复杂性。第六，有无用于外围通信的同步或异步串行 接口，为多处理器组合使用提供了条件。第七，芯片价格及开发环境的好 坏，决定了工程实用化的进程。

TMS320F2407A 芯片是 Texas Instruments 公司生产的 16 位定点数字 信号处理器，TMS320C2xx 家族中的一种，主要特性如下：

・基于 TMS320C2xxDSP 的 CPU 核保证了 TMS320LF240x 系列 DSP 代码和 TMS320 系列 DSP 代码兼容。

・32K 片内程序 Flash EEPROM，544 字双口寻址 RAM（DARAM）

和 2K 字的单口 RAM（SARAM）。

・两个事件管理器模块 EVA 和 EVB，每个包括：两个 16 位通用定 时器；8 个 16 位的脉宽调制通道。

第三章 逆变控制系统设计

・可扩展的外部存储器总共 192K 字；64K 字程序存储器；64K 字数 据存储器；64K 字 I/O 寻址空间。

・两个 10 位的 A/D 转换模块，最小转化时间为 500ns，共有 16 路 A/D 输入。

・看门狗定时器模块(WDT)。

・基于锁相环的时钟发生器。

・高达 40 个可单独编程或复用的通用输入/输出引脚。

・5 个外部中断。

・电源管理包括 3 种低功耗模式，能独立将外部器件转入低功耗模式。

就上面所述指标和 2407A 芯片的性能分析，在高频感应加热电源的控 制系统中选用该型号的芯片作为控制电路的核心元件。

§3.2.2 锁相环

鉴 相 器 PD 低 通 滤 波 器

LPF

压 控 振 荡 器 VCO 输 入 信 号

输 出 信 号

1/N

fr f

图 3-3 锁相环的组成方框图

本电源的逆变控制电路要实现频率跟踪和相位锁定的功能。锁相环正 是用来实现这两种功能的器件。其价格便宜，且工作范围很广，非常适用 于高频感应加热电源。选用的型号为 CD4046。锁相环实质是一个相位差 自动调节系统。图 3-3 为基本的锁相环框图。它包括三个基本部件：压控 振荡器(VCO)、鉴相器(PD)和环路滤波器(LF)^[17]。

相位比较器接受来自压控振荡器的输出频率 f₀，并将其与外加参考 频率 f_r作比较，随即产生一个相位的可变误差电压输出至低通滤波器。

误差电压经 LPF 滤波后反馈回 VCO 的控制输入端，这样就可使 f₀和 f_r之 间的任何频率差和相位差逐步减小到零，这时环路称为被锁定了。通常基

本的 PLL 输出信号的频率与输入信号的频率相同。若在 PLL 反馈环中插 入分频器，框图如图 3-3 所示，电路锁定时 VCO 输出频率 f₀将是参考信 号频率 f_r的 N 倍（N 为分频系数）。

一、CD4046 的结构^[18]

CD4046 的内部结构如图 3-4 所示。它由鉴相器 PDI、鉴相器 PDII、

压控振荡器 VCO、源极跟随器、运算放大器和一个 5V 左右的齐纳二极管 共六部分电路组成。鉴相器 I 是一个异或网络，其最大锁定范围在信号和 比较输入频率的占空比为 50%，且只有狭窄的频率捕捉范围。但它可以将 信号输入频率锁定在压控振荡器的中心频率的谐波，具有良好的噪声抑制 能力。鉴相器Ⅱ是一个边沿控制的数字存储网络，它是由四个触发器、控 制门和一个三态输出电路组成。这种相位比较器只是在输入信号的上升沿 作用，因而信号和比较器的占空比是不重要的。虽然此比较器可以和压控 振荡器等构成捕捉范围很宽的锁相环，但抑制噪声的能力差。VCO 由 MOS 管和门电路组成，其输出频率受输入电压的控制。若只外接电阻 R1，不 接 R2,当输入电压为零时，VCO 输出最低频率，其值为零；当输入电压为 V_DD 时，VCO 则输出最高频率，其值为：

) 32 (

1

1 1

max R C pF

f = + (3-3)

如果对 VCO 输入频率范围有要求，则需要同时使用外接电阻 R1 和 R2，当 输入电压为零时，VCO 输出最低频率：

) 32 (

1

1 2

min R C pF

f = + (3-4) 当输入电压为 V_DD时，V_CO输出最高频率：

) 32 (

1 )

32 (

1

1 2 1

1

max + +

= +

C R C

f R (3-5)

第三章 逆变控制系统设计

PD II

VCO 16

+V_DD(5-15V)

A₁ PD I

源 极 跟 随 器

环 路 滤 波 器

÷ N

14 3

4 6 7 11 12 5

2 13 相 位 脉 冲

9 VCO输 出 10 解 调 输 出

15 齐 纳 二 极 管 -V_SS(或 地 ）8

R1 R2 禁 止 输 入 定 时 电 容 C1

VCO输 出 PD反 馈 输 入 信 号 输 入

+V_DD 1

PD I输 出 PD II输 出

图 3-4 CD4046内部结构

二、CD4046 的数学模型及性能分析

因为鉴相器 PDI 会锁定在压控振荡器的谐波上，所以选用鉴相器Ⅱ。

G1(S),G₂(S), G (S)分别表示₃ PDII, LPF 和 VCO 的传递函数，H (s)表示 反馈通道的传递函数，锁相环的开环传函为：

GP(S)＝G₁(S)・G₂(S)・G (S) ₃ 鉴相器的传递函数可写为：

G1(S)＝V^DD K_d π =

2 (3-6)

K 是鉴相器的增益，鉴相器的输出信号和相位误差的变化范围分别为_d 0～V_DD和 0～2π。

压控振荡器 VCO 的传递函数为(其中K 是 VCO 的增益) ₀

G (S)＝ 3

s K₀

(3-7)

环路滤波器常用的有 RC 积分滤波器、无源比例积分型以及有源比例积 分型滤波器,本文选用 RC 滞后性积分滤波器，其传递函数为：

G₂(S)＝

1 1

+

Ts (T =RC) (3-8)

设反馈传递函数H(s)=1 N,锁相环的开环传递函数和闭环传递函数 分别为：

) 1 ) (

( ⁰

= + Ts s

K s K

G_p ^d (3-9)

0 2

0

) ( ) ( 1

) ) (

( NTs Ns K K N K K s

H s G

s s G

d d

p p

+

= +

= +

Φ (3-10)

（3-10）式中NT >0,N >0,K_dK₀ >0,根据劳斯－赫尔维茨判据，该系 统稳定。

误差传递函数：

0 2

2

)

( NTs Ns K K Ns s NTs

E

+ d

+

= + (3-11)

接下来分析稳态误差，当输入为相位阶跃时，设其幅值为∆θ ，则输入 相位的拉氏变换为：

ϑ₁(s)= ^∆sθ (3-12) 根据终值定理可得：

0 lim

) ( lim

0 2

2

0

0 ∆ =

+ • +

= +

= → →

∞ NTs Ns K K s

Ns s NTs

s s

d e S

e S

ϑ θ

θ (3-13)

对 于 输 入 为 频 率 阶 跃 时 ， 设 其 幅 值 为∆ω ， 此 时 其 输 入 相 位 为 ω

θ₁(t)= t∆ ，其拉氏变换为：

1( ) 2

s sω

ϑ = ^∆ (3-14)

根据终值定理可得：

0 2

0 2

2

0

0 ( ) lim

lim K K

N s

K K Ns NTs

Ns s NTs

s s

d d e S

e S

ω ϑ ϖ

θ ∆ = ^∆

+ • +

= +

= → →

∞ (3-15)

在感应加热中，参数变化很慢，一般只存在相位阶跃和频率阶跃两种

第三章 逆变控制系统设计

情况，而通常K_dK₀远大于∆ω，所以采用滞后性 LPF 的稳态误差很小，系 统稳定^[19]。

§3.3 逆变控制系统的硬件设计与实现

最初的设想：

取槽路正弦电流作为反馈信号，该信号经过滤波，反相，电阻分压 后变成两路，一路通过比较器变成方波，光耦隔离后进入 DSP 的捕获引 脚。另一路通过阻容电路得到有效值进了 A/D 采样。

TMS320LF2407A 内的捕获单元可以检测频率。当捕获输入引脚 CAPx 上检测到信号的跳变时，将所选的 GP 定时器的计数值读出，并存入另一 定时器的比较寄存器和周期寄存器，其中周期寄存器的值为比较寄存器 值的 2 倍，作为 DSP 下一次脉冲输出的频率和脉宽，使能该定时器的相 关单元，产生两路脉冲。事件管理模块中的死区单元用于保证在任何情 况下，每个比较单元相关的 2 路 PWM 输出控制一对正向导通和负向导通 设备时没有重叠。对应于每个死区输入信号 PHx，产生两个输出信号 DTPHx 和 DTPHx_，当比较单元和相关输出的死区未被使能时，这两个输出信号 完全相同。当比较单元的死区使能时，这两个信号的跳变沿被一段称为 死区的时间间隔开。该时间间隔由死区控制寄存器中的相应位决定。最 小的死区宽度为 1 个 CPU 时钟周期。因为串联逆变器的两路驱动脉冲必 须包含一定宽度的死区，所以需要使能 DSP 的死区单元。

DSP 中通用定时器的比较寄存器和周期寄存器是带有影子寄存器的。

在一个周期中的任一时刻一个新的值可以写到这两个寄存器的任一个中 去。这样就可以改变下一个周期的频率和 PWM 的脉冲宽度。比较寄存器 的加载可以是在写信息后立即加载，但是对于周期寄存器而言，仅当计 数寄存器 TxCNT 为零时，工作的周期寄存器才重新加载它的影子寄存器 的值。对于感应加热电源来说，要使工作在谐振或准谐振状态，逆变部 分的驱动脉冲不仅频率要与负载谐振频率保持一致，在相位上也要保持 一致。通过多次实验和对 2407A 内部结构、工作原理的深入分析，发现

DSP 输出的两路脉冲，可以及时、精确地调整死区宽度，并且在频率上可 以很好地跟随输入信号，但是由于周期寄存器的值必须等到一个周期结 束后才能装载新的值，始终无法与输入脉冲相位上保持一致。

后来利用霍尔电流传感器，高速比较器，集成锁相环 CD4046 来实 现频率跟踪，锁相环与 DSP 数字信号处理器以及数字逻辑芯片相结合来 实现在线死区调节。该逆变控制系统框图^[10]如图 3-5 所示。

LEM

比 较 器

PDII VCO

RC低 通 滤 波 器 CD4046锁 相 环

CPLD数 字 逻 辑 处 理

2分 频

槽 路 电 流 取 样 有 源 滤 波 反 相 跟 随 RC滤 波 跟 随 限 幅

槽 路 电 压 取 样 整 流 滤 波 反 相 跟 随 限 幅

ADCIN00

ADCIN01 光 耦 隔 离

光 耦 隔 离 XINT 1

CAP1 IO

PWM1

PWM2

T MS320LF2407A

f0

fr R

C

iO θ_e u_k

图 3-5 逆变控制系统框图

§3.3.1 总体结构

图 3-6 控制系统原理框图