圖 5-6 為市電 110 Vac輸入，電路於 150 W工作時，輸入電壓、電流的 波形，其中功率因數＝98.4 ％。
圖 5-7 ～圖 5-12 分別為不同輸入電壓下，電路工作於 150 W 時的輸 入電壓、電流波形，能發現輸入電流追隨輸入電壓波形，達成 Self PFC 的效果。
圖 5-6 市電 110 Vac輸入時，輸入電壓(50 V/div)與電流(2 A/div)波形 功率因數＝98.4 ％。
圖 5-7 Vac＝90 Vac 時，輸入電壓(50 V/div)與電流(2 A/div)波形
圖 5-8 Vac＝110 Vac 時，輸入電壓(50 V/div)與電流(2 A/div)波形
圖 5-9 Vac＝150 Vac 時，輸入電壓(100 V/div)與電流(2 A/div)波形
圖 5-10 Vac＝190 Vac 時，輸入電壓(100 V/div)與電流(2 A/div)波形
圖 5-11 Vac＝220 Vac 時，輸入電壓(100 V/div)與電流(2 A/div)波形
圖 5-12 Vac＝260 Vac 時，輸入電壓(100 V/div)與電流(2 A/div)波形
輸入線電壓與功率因數的關係繪製成圖 5-13 ，可以發現輸入電壓約 為 130 Vac時，功率因數最高；隨著輸入電壓的變化，功率因數約在 0.93
～0.98 之間變動，以下將說明為何低壓和高壓時功率因數下降的原因。
輸入線電壓 V.S. 功率因數
90 92 94 96 98 100
輸入線電壓 (Vac)
功率因數 (%)
數列1 94.1 97.9 98.1 98 97.7 97.1 96.5 95.2 94 93.3 90 110 130 150 170 190 210 230 250 260
圖 5-13 輸入線電壓與功率因數的關係
圖 5-14 為 90 Vac輸入時的電感電流波形，圖 5-15 為 110 Vac輸入時的 電感電流波形，可以很明顯的發現在 90 Vac輸入時，電感電流在接近輸入 電壓峰值的時候，進入了CCM模式，由於電感電流並非在整個週其中都維 持在DCM模式，因此Self PFC的效果變差，這也是為何 90 Vac輸入時，PF 較低的緣故。
圖 5-14 輸入電壓為 90 Vac時的電感電流(2 A/div)波形
圖 5-15 輸入電壓為 110 Vac時的電感電流(2 A/div)波形
圖 5-12 為 260 Vac輸入時的輸入電壓電流波形，由圖中可以看出電流 波形在線電壓零交越處有明顯失真及電流相位落後的現象。為特究其源由 將模擬之輸入電壓電流波形配合儲能電容電壓的變化示於圖 5-16 中，以 便說明為何高壓時功率因數下降的原因。圖 5-16 中標示A的區域中電流波 形上升速率較圖中標示B的區域中電流波形緩慢些，這是造成高壓輸入時 功率因數下降的主要原因。以下將說明此現象的成因。由 3-2-2 節的分析 可以知道，如果單級單開關轉換器要獲得良好的Self PFC效果，前提是開 關控制訊號的Duty Ratio必須維持定值，但是轉換器的控制訊號是根據輸 出電壓的變化來做調變的，因此只有在儲能電容電壓與輸出電壓都維持定 值的情況下，控制訊號的Duty Ratio才可能為定值。然而在真實情況中雖 然可以假設輸出電壓為定值，但是由於輸入線電壓為弦波電壓因此儲能電 容勢必會有一個兩倍線頻（120 Hz）的漣波，如圖 5-16 所示。因此在圖 中標示A的區域時，由於儲能電容一直傳輸能量到輸出端，而電源因電壓 低而輸入的電量不及彌補儲能電容的耗電量，故儲能電容電壓較低，因此
Duty Ratio變大造成輸入電流在全程比例上偏大，同理在B的時候，儲能 電容電壓較高，因此Duty Ratio變小造成輸入電流偏低，而且因儲能電容 電壓較大，因此造成輸入電流波形提早降至零，因而產生電流波形不對稱 的情況發生。最後的電流波形不但失真較大些，而且電流相位變成左移的 落後現象，因此功率因數隨之下降。
儲能電容電壓 (經直流偏移及10倍放大) 輸入線電壓
輸入線電流(50倍放大)
A B
圖 5-16 模擬之輸入電壓電流波形配合儲能電容電壓的變化
輸入線電壓與總諧波失真的關係繪製成圖 5-17，由圖中可以看出，除 了 90 Vac輸入時，因為電感電流進入CCM，T.H.D.＝32.6％偏高外，其餘輸 入電壓下，T.H.D.的值都小於 20％。
輸入線電壓 V.S. 總諧波失真(T.H.D.)
0 10 20 30 40
輸入線電壓 (Vac)
總諧波失真 (%)
數列1 32.6 17.8 15.5 15.1 14.9 15 16.1 16.2 16.2 16.6 90 110 130 150 170 190 210 230 250 260
圖 5-17 輸入線電壓與總諧波失真的關係
輸入線電壓與儲能電容電壓的關係繪製成圖 5-18，由圖中可以看出隨 著輸入電壓的提昇，儲能電容電壓也隨之提昇，在 260 Vac輸入時有最大值 470 V。由[39]可以知道儲能電容電壓的高低與圖 3-4 中
b p
L
L 的值有關，
b p
L
L 的值越高，儲能電容電壓值也越高，因此藉由加大Lb或是減小Lp的值，
對於儲能電容電壓的降低都有助益。但是加大Lb會造成低壓時，電感電流 進入CCM，導致功率因數下降。而減小Lp會造成開關電流增加，甚至會使得 反馳式轉換器的部分進入DCM操作，因此本實驗電路參數的設定是功率因 數、開關電流與儲能電容電壓三者權衡而來。
輸入線電壓 V.S. 儲能電容電壓
0 100 200 300 400 500
輸入線電壓 (Vac)
儲能電容電壓 (V)
數列1 118 148 184 231 273 318 362 407 449 470 90 110 130 150 170 190 210 230 250 260
圖 5-18 輸入線電壓與儲能電容電壓的關係
輸入線電壓與效率的關係繪製成圖 5-19，可以發現隨著輸入電壓的提 昇，效率有些許的提昇，這是因為輸入電壓高時，開關流經的電流降低，
因此減低了開關的導通損失，同時電路中磁性元件的鐵損也因此下降，使 得效率提昇。
單級單開關架構中最不利的一點便是電流應力，首先 Self-PFC 的效能 如果要好，勢必得將升壓轉換器的電感電流操作在 DCM，如此一來電流就 小不下來，同時電感的鐵損也將隨電流增加而增加。第二是開關的部分，
由於兩個電路共用一個開關，再加上升壓轉換器操作在 DCM，因此開關電 流相當大，這也使得開關的導通損大增，如果不能選用低導通電阻的開 關，則開關上的功率損失勢必相當大。除了以上兩點，變壓器的轉換效率 對於電路效率的影響也是相當大的。
輸入線電壓 V.S. 效率
68 70 72 74 76
輸入線電壓 (Vac)
效率 (%)
數列1 71 73 72 73 73 73 74 74 75 75
90 110 130 150 170 190 210 230 250 260
圖 5-19 輸入線電壓與效率的關係
為了避免在 2-3-1 節中所述，因為輸出電容過大導致電路震盪因而使 得燈管熄滅，因此本實驗中 BIFRED 轉換器的輸出電容很小，只有 12 uF，
但過低的輸出電容對於輸出電壓漣波不利，圖 5-20(a)是輸出電容 12 uF 時，輸出電壓漣波的情形，電壓調整率約為 2.4%。而圖 5-20(b)是輸出電 容為 660 uF 時，輸出電壓漣波的情形，電壓調整率約為 0.2%。但是因為 燈管對於電壓調整率並不很要求，故這並不會影響複金屬燈的正常工作。
(a) (b)
圖 5-20 (a) 輸出電容 12 uF 時輸出電壓漣波 (b) 輸出電容 660 uF 時輸 出電壓漣波
圖 5-21 為二次側輸出二極體的電流，可以看出 3-3 節中所提到的，升 壓轉換器以及反馳式轉換器併聯輸出的效果，這對於電路效率的提昇以及 儲能電容電壓的降低都有幫助。另外由圖 5-22 可以看出 LC Snubber 的效 果，這能免除變壓器漏感在開關上形成極高的電壓，損毀開關的疑慮。
綜合以上可知，本電路的確能在泛用型電源輸入（90 Vac～260 Vac）下 工作，並且具有良好的功率因數以及低諧波失真。
圖 5-21 二次側輸出二極體的電流波形(2 A/div)
圖 5-22 開關跨壓 Vds(100 V/div)